CN105098295A - 用于电磁信号转换的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于电磁信号转换的方法，包括步骤：接收具有第一物理特性的电磁信号，所述第一物理特性被布置为与在传输结构上传送的所述电磁信号兼容；以及传送所述电磁信号至基片集成波导，其中在将所述电磁信号传输至所述基片集成波导期间，所述第一信号特性转换为第二物理特性，所述第二物理特性被布置为与在所述基片集成波导上传送的所述电磁信号兼容。

Description

用于电磁信号转换的装置和方法

技术领域

本发明涉及用于电磁信号转换的装置和方法，并且特别地，虽然未明示，涉及用于基片集成波导高阶模式的电磁信号转换的方法和装置。

背景技术

波导是引导例如电磁波的波的结构。这些电磁波可作为电磁信号在通信网网络中的两个或者多个电子设备间或者在电子设备中传送。

基片集成波导(Substrateintegratedwaveguides,SIW)，可替换地被称为层叠波导(laminatedwaveguide)或者杆壁波导(post-wallwaveguide)，在滤波器、功率分配器/组合器、耦合器和天线的多种应用中展示出良好特征。由于测量目的和部件集成需求，在SIW和其他传输线间的转换对于SIW部件非常重要。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于电磁信号转换的方法，包括步骤：

—接收具有第一物理特性的电磁信号，该第一物理特性被布置为与在传输结构上传送的电磁信号兼容；以及

—传送电磁信号至基片集成波导，其中在将电磁信号传输至基片集成波导期间，第一信号特性转换为第二物理特性，该第二物理特性被布置为与在基片集成波导上传送的电磁信号兼容。

在第一方面的一个实施方式中，第一物理特性和第二物理特性是电磁信号的极化和/或场分布。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号被以高阶横电模式激励和/或传送。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号的极化被从第一极化转换为与第一极化垂直的第二极化。

在第一方面的一个实施方式中，基片集成波导包括位于基片的第一面上的第一金属片和位于背对基片的第一面的第二面上的第二金属片。

在第一方面的一个实施方式中，第一金属片包括在其上的至少一个槽。

在第一方面的一个实施方式中，该至少一个槽的位置沿着第一金属片的纵向方向中的中线。

在第一方面的一个实施方式中，该至少一个槽包括小于或等于电磁场的中心频率的两个波长的槽长度。

在第一方面的一个实施方式中，第一金属片和第二金属片通过穿过基片的第一面和第二面的至少一个金属过孔连接。

在第一方面的一个实施方式中，在该至少一个金属过孔的相邻对间的距离和电磁信号转换的阻抗匹配相关联。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号由微带线激励并且被从微带线接收，该微带线耦合至基片集成波导的该至少一个槽。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号由基模基片集成波导激励并且从基模基片集成波导接收，该基模基片集成波导耦合至基片集成波导的该至少一个槽。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号由槽线馈电(slotlinefeed)激励并且被从槽线馈电接收。

在第一方面的一个实施方式中，槽线馈电被连接至基片集成波导的第一金属片。

在第一方面的一个实施方式中，该至少一个槽从基片集成波导延伸至槽线馈电的全长。

在第一方面的一个实施方式中，该至少一个槽位于第一金属片的一端。

在第一方面的一个实施方式中，在该至少一个槽中的每一者的每个相邻面上的电磁信号是180°异相的。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号被以横电(TE_m0)模式激励和/或传送，并且m等于正偶数。

在第一方面的一个实施方式中，电磁信号由N-路分配器激励，并且N等于m除以2。

在第一方面的一个实施方式中，基片集成波导被嵌入基片中。

根据本发明的第二发明，提供了一种用于电磁信号转换的装置，包括：

—被布置为接收电磁信号的信号接收结构，该电磁信号具有被布置为与在传输结构上传送的电磁信号兼容的第一物理特性；以及

—被布置为接收从信号接收结构传送的电磁信号的基片集成波导，其中在将电磁信号传输至基片集成波导期间，第一物理特性转换为第二物理特性，该第二物理特性被布置为与在基片集成波导上传送的电磁信号兼容。

在第二方面的一个实施方式中，第一物理特性和第二物理特性是电磁信号的极化和/或场分布。

在第二方面的一个实施方式中，电磁信号被以高阶横电模式激励和/或传送。

在第二方面的一个实施方式中，电磁信号的极化从第一极化转换为与第一极化垂直的第二极化。

在第二方面的一个实施方式中，基片集成波导包括位于基片的第一面上的第一金属片，和位于背对基片的第一面的第二面上的第二金属片。

在第二方面的一个实施方式中，第一金属片包括在其上的至少一个槽。

在第二方面的一个实施方式中，该至少一个槽的位置沿着第一金属片的纵向方向中的中线。

在第二方面的一个实施方式中，该至少一个槽包括小于或者等于电磁场的中心频率的两个波长的槽长度。

在第二方面的一个实施方式中，第一金属片和第二金属片通过穿过基片的第一面和第二面的至少一个金属过孔连接。

在第二方面的一个实施方式中，在该至少一个金属过孔的相邻对之间的距离和电磁信号转换的阻抗匹配相关联。

在第二方面的一个实施方式中，信号接收结构是微带线，该微带线耦合至基片集成波导的该至少一个槽，并且电磁信号由该微带线激励并且被从该微带线接收。

在第二方面的一个实施方式中，信号接收结构是基模基片集成波导，该基模基片集成波导耦合至基片集成波导中的该至少一个槽，并且电磁信号由该基模基片集成波导激励并且被从该基模基片集成波导接收。

在第二方面的一个实施方式中，信号接收结构是槽线馈电，并且电磁信号由该槽线馈电激励并且被从该槽线馈电接收。

在第二方面的一个实施方式中，槽线馈电被连接至基片集成波导的第一金属片。

在第二方面的一个实施方式中，该至少一个槽从基片集成波导延伸至槽线馈电的全长。

在第二方面的一个实施方式中，该至少一个槽位于第一金属片的一端。

在第二方面的一个实施方式中，在该至少一个槽中的每一者的每个相邻面上的电磁信号是180°异相的。

在第二方面的一个实施方式中，电磁信号被以横电(TE_m0)模式激励和/或传送，并且m等于正偶数。

在第二方面的一个实施方式中，电磁信号由N路分配器激励，并且N等于m除以2。

在第二方面的一个实施方式中，基片集成波导被嵌入基片。

根据本发明的第三方面，提供了一种平衡-不平衡变换设备，包括：

—根据第二方面的任意实施方式的用于电磁信号转换的装置；以及

—与基片集成波导连接的至少两个输出端子，该基片集成波导被布置为传送转换电磁信号。

附图说明

本专利或者申请文件包括至少一副用彩色表现的附图。将由事务所将根据要求和必要费用的支付提供具有一副或者多副彩色附图的该专利或者专利申请公开的副本。

例如，本发明的实施方式将参考附图被描述，其中：

图1A是对基片集成波导(SIW)和SIWTE₂₀模式的电场分布图的合并说明；

图1B是对在图1A的SIW的底宽侧平面上的电流分布；

图2A是根据本发明的一种实施方式的用于电磁信号转换的装置的透视图；

图2B是图2A中的用于电磁信号转换的装置的顶视图；

图2C是图2B中的用于电磁信号转换的在BB’平面的剖视图；

图3是图2A中的用于电磁信号转换的装置的等效电路模型的示意图；

图4是根据本发明的一个实施方式的用于电磁信号转换的装置的顶视图；

图5A是示出图4中的用于电磁信号转换的制成的设备的顶视图的照片影像；

图5B是示出图4中的用于电磁信号转换的制成的设备的底视图的照片影像；

图6是示出图4中的用于电磁信号转换的装置的模拟和测量的S参数的图；

图7A是示出在图4中的用于电磁信号转换的装置的SIW中在7.3GHz的电分布的图；

图7B是示出在图4中的用于电磁信号转换的装置的SIW中在9GHz的电分布的图；

图7C是示出在图4中的用于电磁信号转换的装置的SIW中在11.4GHz的电分布的图；

图8是根据本发明的一个实施方式的用于TE₄₀模式电磁信号转换的装置的顶视图；

图9是示出图8中的用于电磁信号转换的装置的模拟S参数的图；

图10A是示出在图8中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在7.2GHz的电分布的图；

图10B是示出在图8中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在8.5GHz的电分布的图；

图10C是示出在图8中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在10GHz的电分布的图；

图11A是示出根据本发明的一个实施方式的制成的平衡-不平衡变换器的顶视图的照片影像；

图11B是示出图11A中的制成的平衡-不平衡变换器的底视图的照片影像；

图12是示出在图11A中的平衡-不平衡变换器中在9GHz的电分布的图；

图13A是示出图11A中的平衡-不平衡变换器的模拟和测量结果的图；

图13B是示出图11A中的平衡-不平衡变换器中的相位不平衡的模拟和测量结果的图；以及

图13C是示出图11A中的平衡-不平衡变换器的振幅不平衡的模拟和测量结果的图；

图14A是示出根据本发明的一种实施方式的用于电磁信号转换的装置的透视图；

图14B是图14A中的用于电磁信号转换的装置的顶视图；

图15A是示出在图14A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在8.2GHz的电分布的图；

图15B是示出在图14A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在10.5GHz的电分布的图；

图15C是示出在图14A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在12.9GHz的电分布的图；

图16A是示出图14A中的用于背对背电磁信号转换的制成的装置中的基片板I的顶视图的照片图像；

图16B是示出图14A中的用于背对背电磁信号转换的制成的装置中的基片板I的底视图的照片图像；

图16C是示出图14A中的用于背对背电磁信号转换的制成的装置中的基片板II的顶视图的照片图像；

图16D是示出图14A中的用于背对背电磁信号转换的制成的装置中的基片板II的底视图的照片图像；

图17是示出具有背对背转换结构的图16A中的用于电磁信号转换的装置的模拟和测量的S参数的图；

图18A是根据本发明的一个实施方式的平衡-不平衡变换器的透视图；

图18B是图18A中的平衡-不平衡变换器的顶视图；

图19A是示出图18A中的平衡-不平衡变换器的模拟和测量的S参数的图；

图19B是示出图18A中的平衡-不平衡变换器的模拟和测量的相位不平衡的图；

图19C是示出图18A中的平衡-不平衡变换器的模拟和测量的振幅不平衡的图；

图20A是根据本发明的一个实施方式的用于电磁信号转换的装置的透视图；

图20B是图20A中的用于电磁信号转换的装置的顶视图；

图21是在图20A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在9GHz的电分布的图；

图22A是根据本发明的一个实施方式的用于电磁信号转换的装置的透视图；

图22B是图22A中的用于电磁信号转换的装置的顶视图；

图23A是示出在图22A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在7GHz的电分布的图；

图23B是示出在图22A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在8GHz的电分布的图；

图23C是示出在图22A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在9GHz的电分布的图；

图23D是示出在图22A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在10GHz的电分布的图；

图24A是根据本发明的一个实施方式的用于电磁信号转换的装置的透视图；

图24B是图24A中的用于电磁信号转换的装置的另一透视图；

图24C是图24A中的用于电磁信号转换的装置的顶视图；

图25是示出在图24A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW中在10GHz的电分布的图；

图26是示出在图24A中的用于电磁信号转换的装置中的SIW的激励性能(excitationperformance)的图；

图27A是根据本发明的一个实施方式的用于电磁信号转换的装置的透视图；

图27B是图27A中的用于电磁信号转换的装置的另一透视图；以及

图27C是图27A中的用于电磁信号转换的装置的顶视图。

具体实施方式

发明人通过其自身的研究、尝试和实验，发现因为测量目的和部件集成需求，在基片集成波导(SIW)和其他传输线间的转换在SIW部件中具有非常重要的作用。随着将SIW用于电子系统中的应用的增长，SIW高阶模式部件吸引了越来越多的研究兴趣。高阶模式SIW在应用中具有优势，其优势包括但不限于，简化结构并且减少制造成本并且通过宽松的制造容差增强性能的稳定性。一些老旧的高阶模式激励技术有着复杂结构或者窄带宽等的限制。

参考图1A，示出了SIW102，并且SIW102可被认为是具有有效宽度a的等效矩形波导。根据波导理论，对于工作在TE₂₀模式的波导，波导中的电场分布可通过下式获得：

E_x＝0(1)

$E_y=-\frac{\mathrm{jw\μa}{H}_{20}}{2\mathrm{\π}}\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{a}x\right)e^{j(\mathrm{\ωt}-\mathrm{\βz})}---\left(2\right)$

E_z＝0(3)

$\mathrm{\β}=\sqrt{{4\mathrm{\π}}^2{f}^2{\mathrm{\μ\ϵ}}_0{\mathrm{\ϵ}}_r(1-j\tan \mathrm{\δ})-\frac{{4\mathrm{\π}}^2}{a^2}}---\left(4\right)$

ε_r和tanδ分别是基片的相对介电常数和电介质损耗角正切。H₂₀表示振幅常数。

电场仅具有y轴向量并且在x＝a/2处(对称平面)减小为0。根据公式(2)，沿着波导的对称平面，电场具有相同振幅和相反相位。

在底宽侧平面上的电流分布在下式中获得

${\stackrel{\→}{J}}_s{|}_{y=0}[\stackrel{\→}{x}\left(\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{a}x\right)\right)-\stackrel{\→}{z}\left(\frac{\mathrm{j\βa}}{2\mathrm{\π}}\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{a}x\right)\right)]H_{20}{e}^{j(\mathrm{\ωt}-\mathrm{\βz})}---\left(5\right)$

当 $x=\frac{a}{2},$ ${\stackrel{\→}{j}}_s{|}_{y=0}=-\stackrel{\→}{x}{H}_{20}{e}^{j(\mathrm{\ωt}-\mathrm{\βz})}---\left(6\right)$

在对称线(x＝a/2)处，电流仅具有x轴向量并且沿着对称线的电流振幅示出了周期为半波导波长的矩形分布。

通过使用AnsoftHFSS13，以上的所有理论分析被验证。图1A和图1B示出了TE₂₀模式SIW102的电场和电流分布。该分布是奇模场图(oddmodefieldpattern)，该奇模场图具有沿着A-A’中间平面具有相同振幅和相反相位的电场。电流线与A-A’平面垂直并且该电流线在跨过A-A’平面处是连续的。该特别的电场和电流分布提供方法以在SIW102中的激励TE₂₀模式。通过该考虑，在一些实例实施方式中，槽(slot)被沿着金属片中的SIW的中线(A-A’)嵌入，以激励TE₂₀模式，该槽将感应沿着槽的磁流并且在波导中产生奇模场图。

参考图2A至2C，提供了一种用于电磁信号转换的装置，包括：

—被布置为接收电磁信号的信号接收结构202，该电磁信号具有被布置为与在传输结构中传送的电磁信号兼容的第一物理特性；以及

—被布置为接收从信号接收结构202传送的电磁信号的基片集成波导204，其中在将电磁信号传送至基片集成波导204期间，第一物理特性转换被转换为第二物理特性，第二物理特性被布置为与在基片集成波导204上传送的电磁信号兼容。

优选地，具有第一物理特性的电磁信号与在平面传输结构(planertransmissionstructure)上传送的电磁信号兼容，第一物理特性和第二物理特性是电磁信号的极化和/或场分布，并且电磁信号的极化(场分布)从第一极化转换为与第一极化垂直的第二极化。

在该实施方式中，用于电磁信号转换的装置200包括SIW204和在信号接收结构202和SIW204之间的模式转换器。在该示例实施方式中，模式转换器是在SIW204的一个面上的槽206。SIW204包括位于基片212的第一面210上的第一金属片208和位于背对基片212的第一面210的第二面216上的第二金属片214。优选地，槽206位于第一金属片208上，或者槽206能位于第二金属片214上，只要至少一个槽206位于SIW204的基片212的任意面上。

优选地，信号接收结构202是槽线馈电(slotlinefeed)，并且电磁信号由槽线馈电202激励并且从槽线馈电202接收。在该实施方式中，槽线馈电202被连接至SIW204的第一金属片214，并且槽线馈电202包括槽线(slotline)224，槽线224的位置沿着装置200的沿着纵轴的中线。优选地，槽线馈电的槽线224与SIW204的槽206对齐，如此使得槽206从SIW206延伸至槽线馈电202的全长，并且槽206位于第一金属片214的一端。

当电磁场或者电磁信号从槽线馈电202中入射到SIW204，槽的水平极化电场转换被转换为SIW的垂直极化场。可替换地，槽线的垂直极化电场将转换被转换为SIW204的水平极化场。该转换是基于电磁感应和微波理论。

同时，在装置200中的槽206的两个面(220，222)上的电场是180°异相的，以激励成奇模场图。该对称平面被认为是电壁(electricwall)，并且电壁是SIW204的等效接地平面(groundplane)。在该槽中，电势在该平面为零并且电场具有相对地相同振幅但相反相位。因此仅高阶模式的电磁场分布，TE_m0(其中，m＝2，4，...2*n，n是自然数)模式能被激励。B-B’平面的横截面的电场分布在图2C中示出。

在如图2A中示出的装置200的一个实施方式激励的SIW中，TE₂₀模式具有最低切断频率，并且因此TE₂₀模式能被作为基片集成波导204中的“主要模式”。如果SIW204的有效带宽满足下面的关系，在SIW204中仅TE₂₀模式的电磁场分布能被激励并且被传送，

$W_{\mathrm{eff}}\left(f_{c\left({\mathrm{TE}}_{20}\right)}^{\&prime;}\right)\&le;W_{\mathrm{eff}}\left(f_{\left({\mathrm{TE}}_{20}\right)}\right)<W_{\mathrm{eff}}\left(f_{c\left({\mathrm{TE}}_{40}\right)}^{\&prime;\&prime;}\right)---\left(7\right)$

f″＝2f′(8)

其中，是TE₂₀模式在切断频率f′的有效带宽，并且表示TE₄₀模式在切断频率f″的有效带宽。根据(7)，能推论出最大单模(TE₂₀)相对带宽是66.7％。

参考图2B，为了有效匹配阻抗和场图，模式转换器或者转换部件的长度L_s被定义为半个波长，因此被插入装置200中的槽206的长度依赖于工作频率。装置200包括至少一个金属过孔(via)218，该至少一个金属过孔218穿过基片212的第一面210和第二面216以连接第一金属片208和第二金属片214，并且W₁是在槽206和短路过孔(shortedvias)218间的距离。短路过孔218用于改善转换的阻抗匹配并且被选在中心频率的四分之一波长处。金属过孔的位置可被认为是阻抗转换器。虽然对过孔的位置没有限制，过孔可以通过改善转换的阻抗匹配来改善转换性能。

优选地，槽206是矩形形状，并且可替换地，槽206可以是例如锥形槽或者本领域技术人员所知的任意其他形状的其他形状。槽206也可被定义为比半波长更长或者更短，这对激励性能无影响。

在另一示例实施方式中，TE₂₀模式SIW能被看作是两个并行的异相TE₁₀模式SIW，因此如图3中所示，用于电磁信号转换的装置的实施方式的等效电路模型可被获得，图3中示出了该转换的运行机制。优选地，电路模型由转换器、两个短路分支、转换匹配部分和两个并行异相SIW构成。Z_S、Z_T和Z_SIW分别代表槽线、转换部分和SIW的特性阻抗。

参考图4，提供了用于电磁信号转换的装置400的一个实施方式。在该实施方式中，如在图2A中所示，用于电磁信号转换的两个装置200被背对背放置，如此使得电磁信号被从平面传输线转换至SIW，并且然后转换回平面传输线。此外，为了测量的目的，至槽线馈电202转换的两个附加微带(microstrip)403被采用。转换被设计为在X带周围以用实验验证转换性能。为了获取紧凑的结构，根据较低的TE₂₀模式切断频率选择SIW的宽(W_SIW)。在TE₂₀模式SIW的宽和频率间的关系可由下式提供：

$W_{\mathrm{SIW}}=\frac{c_0}{f_{\left({\mathrm{TE}}_{20}\right)}\sqrt{{\mathrm{\&epsiv;}}_r}}+\frac{d^2}{1.1p}+\frac{d^3}{6.6p^2}---\left(9\right)$

其中C₀是光在自由空间的速度，d是过孔的直径，p是相邻过孔间的距离，并且W_SIW代表SIW的宽。

如在图2B中所示，距离W₁和槽长度L_S分别被设置为中心频率的四分之一波长和二分之一波长。在该实施方式中，当将电磁功率从槽线传送至TE₂₀模式SIW时，槽线的可能的最小宽度(W_S)被选择为0.2mm，以最小化任何潜在的辐射损耗。

参考图5A至5B，示出了图4中的用于电磁信号转换的制成的装置400的顶视图和底视图的照片影响。在一个实例实施方式中，装置400是在相对介电常数为2.33、厚度为0.785mm并且电介质损耗角正切(dielectriclosstangent)为0.0012的RogersRT/duroid5870介质基片上制成，并且制成的转换的尺寸如下：W_SIW＝28mm，L_S＝10mm，W₁＝4.75mm，W_S＝0.2mm，d＝0.6mm，p＝1mm，L₁＝9.25mm，W₀＝2.3mm，W₂＝1.5mm，L₂＝3.3mm，W₃＝4.3mm，L₃＝3.4mm，W₄＝3.8mm，L₄＝2.6mm。

高阶模式SIW具有结构简单的优势，具有减省的制成成本和过程。通过宽松的制成容差，高阶模式SIW的性能的稳定性也可被增强。

这些实施方式的优势在于在高阶模式SIW和其他平面传输线间的转换结构具有宽带宽性能与简单和紧凑的结构。转换结构可提供在电子设备的印刷电路板中。可替换地，装置或者SIW也可被嵌入例如多层印刷电路板的电路板中，其不占用电子设备中显著的空间。SIW能被连接至微带线、槽线或者另一SIW。在一些实施方式中，一些槽阵列能被设计在SIW上，以实现天线阵列。

图6示出了测量的和EM模拟的回波损耗S₁₁和插入损耗S₂₁。能看出该转换具有宽带宽。在频率范围从7.3GHz至11.6GHz并且比例带宽(fractionalbandwidth)为45.5％的情况下，测量的S₁₁优于10dB。根据模拟结果，在频率范围从7.3GHz至11.4GHz并且相对带宽为43.3％的情况下，测量的S₁₁优于15dB。该差异由制造误差导致。测量的插入损耗高于模拟的插入损耗。这是由于基片和金属损耗以及来自在微带和SMA测试连接器之间的连接的损耗。

除了在低频范围，测量结果良好地吻合模拟结果。在低频的恶化的回波损耗和在运行频带的高插入损耗主要由微带至槽线转换所引起，并且能推导出在运行频带，在槽线和TE₂₀模式SIW之间的背对背转换的平均测量插入损耗(包括槽至SIW的两次转换损耗，基片损耗和金属损耗)约为1.5dB。

图7A、7B和7C分别示出在频率7.3GHz、9.2GHz和11.4GHz的电场分布。该卓越的转换性能已被直接证实。在宽带宽中，在SIW中仅TE₂₀模式被激励并且被传送。

参考图8，示出了用于TE₄₀模式SIW激励的装置800的一个实施方式。在该实施方式中，两个槽线206用于激励TE₄₀SIW模式，并且与在图4中示出的装置400类似，用于TE₄₀模式SIW激励的两个装置被背对背放置。模拟结果在图9中示出。在从7.18GHz至10.4GHz的频率范围并且比例带宽为36.6％的情况下，模拟的S₁₁优于14dB。在7.12-10GHz，插入损耗S₂₁优于3.2dB。

图10A、10B和10C分别示出了在频率7.2GHz、8.5GHz和10GHz的电场分布。该卓越的转换性能已被直接证实。在宽带宽内，在SIW中仅TE₄₀模式被激励并且被传送。

参考图11A和11B，提供了平衡-不平衡变换设备1100的一个实施方式，包括：根据之前的实施方式中的任意一者的用于电磁信号转换的装置；与基片集成波导204连接的至少两个输出端子(1126，1128)，基片集成波导204被布置为传送转换的电磁信号。

在该实施方式中，平衡-不平衡变换设备1100包括槽线馈电202、基片集成波导(SIW)204和在槽线馈电202和SIW204之间的模式转换器。与之前的实施方式类似，微带1103被包括作为在微带至槽线转换中的输入端口。模式转换器是在SIW204的基片的一个面上的槽206，槽206延伸至槽线馈电202。两个输出端口(1126，1128)被直接连接至TE₂₀模式SIW204。不同于在之前的实施方式中描述的装置，在纵向中间平面中不需要过孔208以分离电磁功率。

在平衡-非平衡转换器中的在9GHz的电矢量和振幅在图12中示出。能看出可得到具有良好相位和振幅阻抗性能的紧凑SIW平衡-非平衡转换器。

参考图13，示出了测量和模拟结果。根据该模拟结果，在47.7％带宽下从7.5GHz至12.2GHz平衡-非平衡转换器1100的回波损耗、振幅阻抗和相位阻抗分别优于15dB、0.45dB和1.1°。在该频率范围中，测量的回波损耗、振幅阻抗和相位阻抗优于15dB、0.45dB和3.8°。在测量结果和模拟结果间的差异主要由制造误差导致。平均测量插入损耗约为4.67dB，其主要被作为微带至槽线转换损耗的结果。具有测量回波损耗、振幅阻抗和相位阻抗分别优于15dB、0.6dB和3.8°的52.9％的比例带宽可达到。平衡-非平衡转换器1100示出了在宽带宽中的卓越性能，验证了TE₂₀模式在SIW中的存在，并且证实了TE₂₀模式SIW的宽带转换。

有利地，过孔218的数量被减小，这将减少制成成本以及针对较差制成容差增强性能稳定性。平衡-非平衡转换器1100完全不需要移相器，并且该结构紧凑而且简单。平衡-非平衡转换器1100具有宽带宽和良好的相位和振幅不平衡。

在其他一些实施方式中，电磁波可被直接馈送给用于电磁信号转换的SIW的槽。参考图14A和14B，装置1400的信号接收结构是微带线1402，微带线1402耦合至基片集成波导1404的至少一个槽1406，并且电磁信号由微带线1402激励并且被从微带线1402接收。随着微带线1402的激励，槽孔将在纵向方向感应磁流并且在下面的SIW1404中产生奇模场图。

在该实施方式中，转换基于槽孔耦合并且由微带线1402激励。该转换以如在图14A和14B中所示的三金属层基片为基础。中间金属片1408和底金属片1414和金属过孔1418用于形成TE₂₀模式基片集成波导1404。TE₂₀模式SIW1404W_SIW的宽由公式(9)确定。槽孔1406(其等于在之前的实施方式中的槽206)位于纵向对称平面中，以及宽W_S被选择为0.2mm并且L_S被设置为电磁信号的半个波长。孔1406被由微带线1402馈送，微带线1402具有负载开路线(openstubloaded)，并且开路微带线的长度L₁是电磁信号的四分之一波长。两个金属过孔1418被安装在SIW1404的角中，以改善阻抗匹配和实现TE₂₀模式SIW的宽带转换。

参考图15A至15C，分别展示了装置1400分别在频率8.2GHz、10.5GHz和12.9GHz的电场分布。装置1400的卓越的转换性能已被证实。如在图中所示，在宽带中，在SIW中仅TE₂₀模式被激励并且被传送。

为了用实验证实转换性能，在示例实施方式中设计了背对背转换。如在图16A至16D中所示，两层RogersRT/duroid5870介质基片(相对介电为常数2.33并且厚度为0.79mm)被用于制成转换器。顶微带线1402被印刷在基片板I1413上(图16A和16B)，中间金属层1408和底金属层1414以及金属过孔1418被制成在基片板II1412上(图16C和16D)。最后，两个基片板(1412，1413)被堆叠并且通过螺钉固定在一起。

在图17中对测量的和EM模拟的回波损耗S₁₁和插入损耗S₂₁进行比较。能看出该转换具有宽带宽并且测量结果与模拟结果吻合。在8.34GHz至12.58GHz的频率范围中在比例带宽为40.5％的情况下，测量的S₁₁和S₂₁优于10.1dB和2.1dB。特别地，从8.4GHz至11.8GHz(36.6％)，测量的S₁₁和S₂₁优于13.8dB和1.5dB。根据模拟结果，在8.38GHz至12.6GHz的范围内，S₁₁和S₂₁分别优于15dB和1dB。在该频率范围中，能推断出单次转换的插入损耗优于0.5dB。测量结果和模拟结果之间的差异主要是由制造误差和多层基片装配误差导致的。

参考图18A和18B，示出了平衡-不平衡变换设备1800的一个示例实施方式。该平衡-不平衡变换器是基于如图14A和14B中描述的孔耦合，并且它具有三个端口。端口1(1402)在顶金属片上并且其他两个端口(端口2(1826)和端口3(1828))在底金属片上。金属片位于结构的中间，并且具有耦合电磁信号的孔槽。该运行方案类似于基于槽线馈电的平衡-不平衡变换器1100。

当电磁场从顶微带线1402入射至槽孔1406时，如在图18A中所示，下面的基片层1413中的电场将转换为TE₂₀模式的垂直极化场。SIW1404中的电场在槽的两个面上是自动地180°异相的。在SIW1404被连接至沿着纵向方向的两个微带线(1826,1828)之后，具有相反相位和相同振幅的电磁场将被分别导出。然后，可实现180°异相输出。

在图19A至19C中示出了测量的和EM模拟的结果。根据对平衡-不平变换衡器1800的模拟，在7.5GHz至12.2GHz的频率范围内在带宽为47.7％的情况下，平衡-不平衡变换器1800的回波损耗、振幅不平衡和相位不平衡分别优于15dB、0.45dB和1.1°。在该频率范围内，测量的回波损耗、振幅不平衡和相位不平衡分别优于15dB、0.45dB和3.8°。在测量结果和模拟结果间的差异主要由制造误差导致。平均测量插入损耗约为4.67dB，其主要是在平衡-不平衡变换器1800中的微带至槽线转换的结果。

总体来说，已实现52.9％的比例带宽(7.23-12.5GHz)以及测量的回波损耗、振幅不平衡和相位不平衡分别优于15dB、0.6dB和3.8°。平衡-不平衡变换器1800示出了良好的振幅/相位不平衡性能，验证了TE₂₀模式在SIW1404中的存在，并且证实了在平衡-不平衡变换器1800中的宽带转换。

优选地，TE_2N，0SIW模式能由N路分配器(微带功率分配/合成器)2030激励。参考图20A至20B，通过使用装置2000中的2路微带分配器可激励TE₄₀SIW模式。该结构可作为如在之前的实施方式中示出的以TE₂₀SIW模式工作的两个并行转换装置。

参考图21，提供了装置2000在9GHz频率的电场分布。该卓越的转换性能已被直接证实。在宽带宽中，在SIW2004中仅TE₄₀模式被激励并且被传送。

参考图22A和22B，提供了用于TE₄₀SIW模式转换的装置2200的另一实施方式。在该实施方式中，2路微带分配器2030的位置大约在装置2200和SIW1404的中央位置，并且被耦合至SIW1404上的槽1406。与该装置2000类似，该结构也可被作为如在之前的实施方式中示出的以TE₂₀SIW模式工作的两个并行转换装置。

参考图23A至23D，提供了装置2000分别在频率7GHz、8GHz、9GHz和10GHz的电场分布。卓越的转换性能已被直接验证。在宽带宽中，在SIW2204中仅TE₄₀模式被激励并且被传送。

优选地，如在图20A至23D所示的实施方式中的微带线可由SIW代替，并且在基模(TE₁₀)SIW2402和高阶模式SIW之间的直接转换可实现。在一个示例实施方式中，如在图24A和24B中所示，通过使用装置2400中的2路SIW分配器(SIW功率分配/合成器)2430来激励TE₄₀SIW模式。类似地，该结构可作为如在之前的实施方式中示出的以TE₂₀SIW模式工作的两个并行转换装置，并且因此，TE_2N，0SIW模式能由N路SIW分配器激励。

图25示出了装置2400在频率10GHz的激励性能和电场分布。卓越的转换性能已被直接证实。在宽带宽中，在SIW中仅TE₄₀模式被激励和传送。该激励性能在图26中示出。

可替换地，2路SIW分配器2730的位置可大约在装置2700和SIW1404中央，并且被耦合至在图27A至图27C中示出的SIW1404上的槽1406，2路SIW分配器2730可取代在图22A和22B中示出的装置2200中的2路微带分配器2730。与装置2000类似，该结构也可被作为如在之前的实施方式中示出的以TE₂₀SIW模式工作的两个并行转换装置。

用于电磁信号转换的装置可用在滤波器、功率分配器和/组合器、耦合器和天线中，而不偏离本发明的主旨。在一些实施方式中，基于转换的平衡-不平衡变换器和TE₂₀模式激励技术可用在微波和毫米波电路和天线馈网络中。

本领域的技术人员可以理解的是，如广义描述的，在不偏离本发明的主旨和范围的情况下，可对本发明中示出的具体实施方式进行多种变形和/或修改。因此实施方式在各方面被认为是示例而非限制。

除非有相反指示，本文中包含的对现有技术的任何参考不被认为是承认该信息是常用公知技术。

Claims (42)

1.一种用于电磁信号转换的方法，包括步骤：

接收具有第一物理特性的电磁信号，所述第一物理特性被布置为与在传输结构上传送的所述电磁信号兼容；以及

传送所述电磁信号至基片集成波导，其中在将所述电磁信号传输至所述基片集成波导期间，所述第一信号特性转换为第二物理特性，所述第二物理特性被布置为与在所述基片集成波导上传送的所述电磁信号兼容。

2.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述第一物理特性和所述第二物理特性是所述电场信号的极化和/或场分布。

3.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号被以高阶横电模式激励和/或传送。

4.根据权利要求2所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号的所述极化是被从第一极化转换为与所述第一极化垂直的第二极化。

5.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述基片集成波导包括位于基片的第一面上的第一金属片和位于背对所述基片的所述第一面的第二面上的第二金属片。

6.根据权利要求5所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述第一金属片包括在其上的至少一个槽。

7.根据权利要求6所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述至少一个槽的位置沿着所述第一金属片的纵向方向中的中线。

8.根据权利要求6所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述至少一个槽包括小于或等于电磁场的中心频率的两个波长的槽长度。

9.根据权利要求5所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述第一金属片和所述第二金属片通过穿过所述基片的第一面和第二面的至少一个金属过孔连接。

10.根据权利要求9所述的用于电磁信号转换的方法，其中在所述至少一个金属过孔的相邻的对之间距离和所述电磁信号转换的阻抗匹配相关联。

11.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号由微带线激励并且被从所述微带线接收，所述微带线耦合至所述基片集成波导的所述至少一个槽。

12.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号由基模基片集成波导激励并且被从所述基模基片集成波导接收，所述基模基片集成波导耦合至所述基片集成波导的所述至少一个槽。

13.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号由槽线馈电激励并且被从所述槽线馈电接收。

14.根据权利要求13所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述槽线馈电被连接至所述基片集成波导的所述第一金属片。

15.根据权利要求14所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述至少一个槽从所述基片集成波导延伸至所述槽线馈电的全长。

16.根据权利要求13所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述至少一个槽位于所述第一金属片的一端。

17.根据权利要求6所述的用于电磁信号转换的方法，其中在每个所述至少一个槽中的每个相邻面上的所述电磁信号是180°异相的。

18.根据权利要求6所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号被以横电模式TE_m0激励和/或传送，并且m等于正偶数。

19.根据权利要求18所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述电磁信号由N-路分配器激励，并且N等于m除以2。

20.根据权利要求1所述的用于电磁信号转换的方法，其中所述基片集成波导被嵌入基片中。

21.一种用于电磁信号转换的装置，包括：

被布置为接收电磁信号的信号接收结构，所述电磁信号具有被布置为与在传输结构上传送的所述电磁信号兼容的第一物理特性；以及

被布置为接收从所述信号接收结构传送的所述电磁信号的基片集成波导，其中在将所述电磁信号传输至所述基片集成波导时，所述第一物理特性转换为第二物理特性，所述第二物理特性被布置为与在所述基片集成波导上传送的所述电磁信号兼容。

22.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述第一物理特性和所述第二物理特性是所述电磁信号的极化和/或场分布。

23.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述电磁信号被以高阶横电模式激励和/或传送。

24.根据权利要求22所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述电磁信号的所述极化被从第一极化转换为与所述第一极化垂直的第二极化。

25.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述基片集成波导包括位于基片的第一面上的第一金属片和位于背对所述基片的所述第一面的第二面上的第二金属片。

26.根据权利要求25所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述第一金属片包括在其上的至少一个槽。

27.根据权利要求26所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述至少一个槽的位置沿着所述第一金属片的纵向方向中的中线。

28.根据权利要求26所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述至少一个槽包括小于或者等于电磁场的中心频率的两个波长的槽长度。

29.根据权利要求25所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述第一金属片和所述第二金属片通过穿过所述基片的第一面和第二面的至少一个金属过孔连接。

30.根据权利要求29所述的用于电磁信号转换的装置，其中在所述至少一个金属过孔的相邻的对之间的距离和所述电磁信号转换的阻抗匹配相关联。

31.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述信号接收结构是微带线，所述微带线耦合至所述基片集成波导的所述至少一个槽，并且所述电磁信号由所述微带线激励并且被从所述微带线接收。

32.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述信号接收结构是基模基片集成波导，所述基模基片集成波导耦合至所述基片集成波导中的所述至少一个槽，并且所述电磁信号由所述基模基片集成波导激励并且被从所述基模基片集成波导接收。

33.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述信号接收结构是槽线馈电，并且所述电磁信号由所述槽线馈电激励并且被从所述槽线馈电接收。

34.根据权利要求33所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述槽线馈电被连接至所述基片集成波导的所述第一金属片。

35.根据权利要求34所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述至少一个槽从所述基片集成波导延伸至所述槽线馈电的全长。

36.根据权利要求33所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述至少一个槽位于所述第一金属片的一端。

37.根据权利要求26所述的用于电磁信号转换的装置，其中在每个所述至少一个槽中的每个相邻面上的所述电磁信号是180°异相的。

38.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述电磁信号被以横电模式TE_m0激励和/或传送，并且m等于正偶数。

39.根据权利要求38所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述电磁信号由N路分配器激励，并且N等于m除以2。

40.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述基片集成波导被嵌入基片。

41.根据权利要求21所述的用于电磁信号转换的装置，其中所述基片集成波导是波导。

42.一种平衡-不平衡变换设备，包括：

根据权利要求21的用于电磁信号转换的装置；以及

与所述基片集成波导连接的至少两个输出端子，所述基片集成波导被布置为传送转换后的电磁信号。