CN105075085B - 用于电源供应的方法和设备 - Google Patents
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Abstract
本发明揭示一种电压供应级，其包括：输入供电电压；串联连接的第一(102)及第二(104)开关，所述串联连接的第一(102)及第二(104)开关与所述输入供电电压并联连接于所述输入供电电压的第一与第二端子之间；串联连接的第三(106)开关及电容器，所述串联连接的第三(106)开关及电容器与所述第一(102)开关并联连接；连接于所述第三开关及所述电容器的所述连接与输出之间的第四(108)开关；以及连接于所述输出与所述输入供电电压的端子之间的第五(110)开关，其中：在第一操作阶段中，所述第一及所述第四开关闭合，且所述第二、第三及第五开关断开；在第二操作阶段中，所述第二、第三及第五开关闭合，且所述第一及第四开关断开；且控制所述第一及第二阶段的工作循环，使得所述输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压的两倍之间变化。
Description
技术领域
本发明涉及适合于射频功率放大器应用的包络跟踪调制电源供应器。特定来说，本发明涉及将参考信号用作到低频路径及高频路径的输入且各路径产生经组合以形成供电电压的分离输出的此类电源供应器。
背景技术
用于射频功率放大器的包络跟踪电源供应器在所属领域中为众所周知的。通常，基于待放大的输入信号的包络来产生参考信号。包络跟踪电源供应器产生用于跟踪所述参考信号的功率放大器的供电电压。
图1展示现有技术包络跟踪(envelop tracking；ET)调制器架构，在所述架构中，分频器12用以将线路10上的传入包络参考信号划分成线路14上的高频(HF)路径信号及线路16上的低频(LF)路径信号。分频器12可包含低频路径中的低通滤波器18及高频路径中的高通滤波器20。线路16上的LF路径中的信号由有效的开关模式放大器22放大，且线路14上的HF路径中的信号由宽带线性放大器24放大。频率选择性组合器26用以在放大之后组合LF路径及HF路径中的信号。在图1中，将组合器26说明为包含低频路径中的低频组合元件28及高频路径中的高频组合元件30。来自线路32上的组合器26的经组合的信号提供到负载34的馈入，其在典型的应用中为功率放大器(PA)。通常，参考信号也源自于待由功率放大器放大的输入信号。
并入例如图1中说明的供应器架构的功率放大器系统的实例可发现于尤西菲札徳罕(Yousefzadeh)等人的“在线性协助的开关功率放大器中的带分离及效率最优化(BandSeparation and Efficiency Optimisation in Linear-Assisted Switching PowerAmplifiers)”【IEEE电力电子专家会议2006(IEEE Power Electronics SpecialistsConference 2006)】中。
图2展示替代性现有技术布置，在所述布置中，频率选择性组合器26为电感器电容器(LC)组合器。所述低频组合元件为电感器28a，且所述高频组合元件为电容器30a。在此布置中，反馈路径36将来自线路32上的组合器(或调制器)输出的信号带到线性放大器24的输入。由减法器38将反馈路径36上的信号从线路14上的高频路径中的信号减去以提供到线性放大器24的输入。与图1的布置相比，反馈路径36的包含实现改进的跟踪准确率。
并入例如图2中说明的供应器架构的功率放大器系统的实例可发现于尤西菲札徳罕等人的“用于RF功率放大器中的包络跟踪的线性协助的开关功率转换器中的效率最优化(Efficiency Optimisation in Linear-Assisted Switching Power Converters forEnvelope Tracking in RF Power Amplifiers)”【电路及系统上的IEEE专题研讨会2005(IEEE Symposium on Circuits and Systems 2005)】中。
允许所述供应器的输出高于所述输入电压(例如电池电压)的升压及降压-升压转换器在所属领域中为众所周知的。然而，大多数已知升压技术导致转换器具有低带宽，且还导致具有高电平宽带噪声的输出信号。
本发明的目的为提供并入改进的电压升压方案的包络跟踪调制电源供应器。
发明内容
本发明提供一种电压供应级，其包括：输入供电电压；串联连接的第一(102)及第二(104)开关，所述串联连接的第一(102)及第二(104)开关与所述输入供电电压并联连接于所述输入供电电压的第一与第二端子之间；串联连接的第三(106)开关及电容器，所述串联连接的第三(106)开关及电容器与所述第一(102)开关并联连接；连接于所述第三开关及所述电容器的所述连接与输出之间的第四(108)开关；以及连接于所述输出与所述输入供电电压的端子之间的第五(110)开关，其中：在第一操作阶段中，所述第一及所述第四开关闭合，且所述第二、第三及第五开关断开；在第二操作阶段中，所述第二、第三及第五开关闭合，且所述第一及第四开关断开；以及控制所述第一及第二阶段的工作循环，使得所述输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压的两倍之间发生变化。
所述电压供应级优选地包括峰值电流模式切换器。
所述电压供应级可进一步包括：连接于所述第三(106)开关及所述电容器的所述连接、又一输出之间的第六(118)开关；以及连接于所述又一输出与所述输入供电电压的所述端子之间的第七(116)开关，其中：在第一操作阶段中，所述第六开关闭合且所述第七开关断开；在第二操作阶段中，所述第六开关断开且所述第七开关闭合；以及控制所述第一及第二阶段的工作循环，使得所述又一输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压的两倍之间发生变化。
可用所述第四及第五开关或所述第六及第七开关启用并停用所述第一、第二及第三开关。
在仅降压操作模式中，在第一及第二操作阶段两者中第二(104)及第三(106)开关闭合且第一(102)开关断开，且控制第一及第二操作阶段中剩余开关的工作循环，使得所述输出及/或所述又一输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压之间发生变化。
可提供用于启用及停用所述降压操作模式的控制信号。
所述电压供应级可进一步包括用于比较所述输出或所述又一输出或所述低频参考信号中的一者与阈值电平及独立设定或重设其上的控制信号的电路。
一种经布置以取决于参考信号产生调制供电电压的包络跟踪调制供应器，其包括：低频路径，所述低频路径用于跟踪所述参考信号中的低频变化且包含开关模式电源供应器，所述开关模式电源供应器包含根据定义的权利要求书中的任一者的电压供应级；校正路径，其用于跟踪所述参考信号中的高频变化且包含线性放大器；以及组合器，其用于组合所述开关模式电源供应器的所述输出及所述线性放大器的所述输出以产生调制供电电压。
可提供从所述线性放大器的所述输出到所述线性放大器的所述输入的反馈路径，使得所述校正路径中的所述线性放大器放大包括参考信号中的所述频率的全谱的信号。
所述输出可提供所述第一路径的所述电源供应器。所述又一输出可提供所述第二路径的所述电源供应器。
所述第一路径可包括峰值电流模式切换器。
RF放大器可包含电压供应级。无线通信系统可包含电压供应级。无线移动装置可包含电压供应级。
附图说明
现在参考附图通过实例的方式描述本发明，其中：
图1说明具有高频路径及低频路径的现有技术包络跟踪调制供应器；
图2说明并入高频路径中的反馈的现有技术包络跟踪调制供应器；
图3说明并入高频路径中的反馈、低频路径中的切换器波纹电流消除及开关模式供应器的优选实施方案的改进的包络跟踪调制供应器，其中可有利的并入本发明的实施例。
图4(a)及4(b)说明根据本发明的实施例的降压及升压开关模式电压供应器；
图4(c)说明由图4(a)及4(b)的开关模式电压供应器产生的电压波形；
图5(a)及5(b)说明根据本发明的又一实施例的降压及升压开关模式电压供应器；
图5(c)及5(d)说明根据图5(a)的实施例的可同时产生于双输出降压及升压开关模式电压供应器中的电压波形；
图6说明根据图5(a)的实施例的双输出降压及升压开关模式电压供应器在根据图3的包络跟踪调制供应架构中的实施方案；
图7说明具有提供升压操作模式的自动启用的改进的图6的双输出降压及升压开关模式电压供应器；且
图8说明根据图4(a)的具有图7的自动启用的并入降压及升压开关模式供应器的改进的包络跟踪调制供应器。
具体实施方式
在以下描述中，参考示范性实施例及实施方案描述本发明。本发明并非限于所提出的任何布置的特定细节，为了理解本发明的目的而提供所述特定细节。
在以下描述中，在应用到高频校正路径中的线性放大器的特定反馈架构的情况下描述本发明的实施例。然而，本发明及其实施例并不必要限于如所展示的高频校正路径中的特定反馈布置。
参考图3，说明如图2中所说明的添加了开关模式功率放大器22的额外示范性实施方案情况下的包络跟踪架构。
图3的开关模式放大器还优选地包含用以解决三角波纹电流的布置，所述三角波纹电流可作为开关模式放大器22的切换结果而流入电感器28a中。经由电容器30a穿过线性放大器24的输出级必定将此波纹电流分流以便避免在组合器输出处的非所要电压误差的产生且因此避免在调制器输出上的非所要电压误差的产生。穿过线性放大器24的输出流动的结果波纹电流减小其效率。
因此，图3展示优选的布置，在所述布置中，图2的频率组合器26适于包含额外电容器28c及电感器28b。电感器28a与28b之间的耦合因子的量值范围可在0与1之间变动。电感器28b连接于开关模式放大器22的输出与电感器28a之间。电容器28c连接于电感器28a及28b的共同连接与电接地之间。
归因于开关模式放大器22的波纹电流现在流入电感器28b中且现在经由电容器28c被分流到接地。因此避免与流入到电感器28a且穿过线性输出级的波纹电流相关联的损失。
关于开关模式功率放大器的示范性实施方案，在优选的布置中，优选地将LF路径开关模式放大器22实施为用于实施高带宽开关模式电源供应器的已知现有技术的峰值电流模式降压转换器。
如图3中所说明，开关模式放大器22包含接收线路56上的控制信号且控制一对开关52a及52b的脉冲宽度调制器(pulse width modulator；PWN)50。开关52a连接于供电电压与共同节点54之间，且开关52b连接于所述共同节点与电接地之间。供电电压由电池提供且表示为Vbat。脉冲宽度调制器50取决于线路56上的控制信号来控制开关52a及52b以将低频路径输出提供到组合器26。与开关供应器组合的脉冲宽度调制器的布置在所属领域中为众所周知的。
开关模式放大器22包含内部电流控制反馈回路及外部电压控制反馈回路。
内部电流控制反馈回路通过感测开关52a或开关52b中的电流直接或间接地感测电感器电流，且将反馈路径58提供到组合器61。组合器61在线路63上组合反馈信号与补偿斜波(ramp)。组合器61的输出将输入提供到放大器59的反相输入。放大器59在其同相输入处接收来自放大器60的输出。放大器59在线路56上产生控制信号。
外部电压控制反馈回路从电感器28b的第二端子提供电压反馈路径62，在第二端子处其连接到电感器28a及电容器28c。反馈路径将反馈信号提供到放大器60的反相输入。放大器60在其同相输入处接收线路16上的低频路径信号。
由于由反馈路径58提供的内部电流反馈回路的动作，电感器28b充当电流源。在此内部电流反馈回路中在线路63上提供补偿斜波，且补偿斜波用以防止高工作循环处的频率二等分。
由反馈路径62提供的外部电压反馈回路用以控制电感器28b、电感器28a及电容器28c的接点处的电压。
一般来说，如图3中所说明的峰值电流模式降压转换器操作如下。
低通滤波器18产生表示参考信号中的低频变化的信号。线路16上的此信号接着包括对降压切换器的脉冲信号的控制信号，所述降压切换器包括开关52a及52b，所述脉冲信号具有由控制信号确定的工作循环，使得降压切换器的输出处的电压跟踪线路16上的信号，即，参考信号中的低频变化。
然而，另外，线路16上的此控制信号由所述内部反馈控制回路及所述外部反馈电压控制回路修改。
所述外部反馈电压控制回路首先调整放大器60中的控制信号。所述控制信号(即，所述低频参考信号)使反馈路径62上的反馈信号自其移除。反馈路径62上的所述反馈电压表示低频路径的输出处的电压，且此电压从线路16上的所述低频信号的移除提供表示所述输出电压与所述参考电压之间的误差的信号。
其次，所述内部反馈控制回路调整放大器59中的控制信号。所述第二经调整的控制信号(来自放大器59的输出)使反馈路径58上的信号从其移除。反馈路径58上的所述反馈信号表示输出电流。
供电调制器22的输出电压由连接到电池供电电压Vbat的开关52a、52b形成的降压切换器提供。将线性校正路径添加到所述降压切换器输出以经由AC耦合电容器30a将高频校正提供到所述低频输出。作为与所述校正电压组合的结果，调制供应器因此能够提供线路32上的短期输出电压，其高于供电电压Vbat。然而，线路32上的平均输出电压不可大于Vbat。
存在具有不可超过供电(电池)电压的平均输出电压可为问题的一些情况。举例来说，此情形在用具有低的峰均功率比(PAPR)信号的耗尽的电池操作时可为问题，这是由于所述平均输出电压可接着需要高于电池电压。因此，希望开关模式电源供应器22能够具有降压及升压操作两者的能力以将平均输出电压升压到超过电池电压Vbat的电平。
在所属领域中为众所周知的是，常规升压模式转换器由于其响应特性中的右半平面(right-half-plane；RHP)零而难以稳定。此情形导致此类转换器展现相较于降压转换器针对给定切换频率低得多的闭合回路带宽。并入升压能力的大多数现有技术转换器经受此缺点。
本发明通过提供包括输入供电电压的电压供应级来解决现有技术问题。第一及第二开关为串联连接，所述串联连接的第一及第二开关与所述输入电压源并联连接。第三开关及电容器与所述第一开关并联连接。第四开关连接于所述第三开关及所述电容器的所述连接与输出之间。第五开关连接于所述输出与电接地之间。在第一操作阶段中，所述第一及第四开关闭合，且所述第二、第三及第五开关断开。在第二操作阶段中，所述第二、第三及第五开关闭合，且所述第一及第四开关断开。操作阶段的工作循环经控制使得所述输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压的两倍之间变化。现在参考以下图式更完全描述此情形。
图4(a)及4(b)说明根据本发明的实施例的级联有降压输出级的开关电容器电压倍增器，其中同步地驱动所有开关。此实施例共享与常规降压转换器相同的控制特性但不经受由大多数升压及降压-升压转换器拓扑经受的带宽限制。示范性布置包含用于提供输入电压源的电池。
图4(a)及4(b)中的降压输出级包括电池100，开关102、104、106、108、110及电容器112。电池100连接于节点101与105之间。开关102连接于节点101与103之间。开关104连接于节点103与节点105之间。开关106连接于节点101与107之间。电容器112连接于节点103与107之间。开关108连接于节点107与节点111之间。开关110连接于节点105与节点111之间。节点105连接到电接地。节点111连接到在上面产生输出电压的输出线路114。
图4(a)展示开关循环的第一阶段(阶段1)中的操作，且图4(b)展示开关循环的第二阶段(阶段2)中的操作。
在第一操作阶段中，如图4(a)中所展示，开关102及108闭合，且开关104、106及110断开。箭头202表示图4(a)的布置中的电流流向。
在第二操作阶段中，如图4(b)中所展示，开关104、106及110闭合，且开关102及108断开。箭头204及206表示图4(b)的布置中的电流流向。
图4(a)及4(b)中未展示的控制器控制所述第一与第二操作阶段之间的开关。通过控制第一与第二操作阶段之间的开关且激活用于各阶段的持续时间(即，工作循环)，供电电压可在零伏特与电池电压的两倍之间发生变化。
在节点107处到输出降压开关108、110的供电导轨在电压Vbat与2xVbat之间发生变化，但可取决于波形工作循环将此级的平均输出电压设定为0V与2Vbat之间的任何值。
如图4(c)中所展示，线路114上的输出电压包括在0V与2xVbat之间切换的脉冲。可使所述第一与第二阶段之间的开关的工作循环发生变化以提供在0伏特与2xVbat之间的想要的平均电压。
图4(a)及4(b)的拓扑并未展现右半平面零，且因此并不经受现有技术的问题且能够具有高闭合回路带宽的能力。
图5(a)展示参考图4(a)及4(b)描述的原理的扩展以提供能够输出两个输出电压的两输出降压-升压转换器，所述两个输出电压各自具有0伏特与2xVbat之间的值。
如图5(a)中所说明，图4(a)及4(b)的电路扩展到包含其他开关116及118。开关116连接于节点105与节点113之间。开关118连接于节点107与113之间。节点113连接到上面产生第二输出电压的输出线路115，现在线路114上的输出电压被称为第一输出电压。
在降压及升压操作中，可类似于图4(a)及图4(b)中的电路的控制来控制图5的电路。
图5展示处于第一操作阶段的开关，与图4(a)一致。在第二操作阶段中，可将图5的开关切换到图4(b)中展示的位置，其中开关118断开且开关116闭合。通过独立地控制开关对108/110及118/116的工作循环来实现用于第一及第二电压的不同电压。通过缩减较低电压降压输出级的脉冲宽度来产生较低电压输出。
图5(b)中的开关的布置说明仅降压操作模式，其中输出电压仅可在0V与Vbat之间变化。在此模式中，开关106及104为永久闭合，且开关102为永久断开。在第一及第二操作阶段中切换开关108及110以使输出波形的工作循环发生变化且获得0伏特与Vbat之间的平均电压。
因此，如果不需要升压操作，则可将开关电容器倍增器设定为如图5(b)中所展示的固定的“穿过”模式，其中仅在0与Vbat之间切换发生于降压输出级中，借此减小与两个级相关联的损失。
如果将峰值电流模式控制切换器用作低频路径中的开关模式放大器22(其示范性实施方案于图3中说明)，则回路动态不会受馈入降压输出级的供电轨电压的突然改变的影响，这是由于电流反馈的动作是为了使电感器充当理想电流源。
图5(c)及5(d)说明两个供电电压在降压-升压操作中的产生。
如图5(c)中所说明，对于第一输出电压Vout1，脉冲宽度调制器控制所述开关以维持高平均电压，使得在此实例中第一输出电压Vout1具有高于Vbat的平均值。
如图5(d)中所说明，对于第二输出电压Vout2，脉冲宽度调制器控制所述开关以维持较低平均电压，使得在此实例中第二输出电压Vout2具有低于Vbat的平均值。
图6展示应用于例如图2中说明的示范性包络跟踪调制器的有利情况下的5(a)的双输出降压-升压架构。为了简化说明，图6中未展示包含具有用于控制所述切换器的开关的调制器50的脉冲宽度的低频路径。
元件符号123表示图5(a)的升压-降压开关供应级，其取代图3布置的开关52a、52b。箭头125表示升压-降压开关供应级的开关的控制信号，所述控制信号由脉冲宽度调制器(例如，图3的脉冲宽度调制器50)提供，从而在表示参考信号中的低频变化的信号的控制下操作。
在线路115上提供对应于图5(a)中的所述第二输出电压的主供应器且所述主供应器用以提供所述调制器输出的所述低频部分。
将线路115上的所述低频电压输出或开关输出电压应用到如图3中的节点54，且将所述低频电压输出提供到由电感器28a构成的所述低频组合元件。
在线路114上提供对应于图5(a)中的所述第一输出电压的较低功率辅助供应器，且较低功率辅助供应器用以将电源轨提供到校正路径线性输出放大器24。穿过由电感器120及电容器122提供的电感器电容器滤波器布置将所述较低功率辅助供应器提供到线性放大器24，所述较低功率辅助供应器在所述低频路径中镜像由电感器28b及电容器28c提供的所述电感器电容器滤波器布置。
参考图6，说明校正路径中的有利布置，其中直接采用来自所述线性放大器的所述输出(而不是所述组合器的所述输出)的线性放大器24的反馈路径。另外，消除图3布置的高通滤波器20。结果，在路径14上提供所述参考信号的全谱表示而不是具有移除的低频分量的信号(如图1及2的布置中)。此类布置提供现有技术之上的效率改进，由于其允许将线性放大器24的峰到峰供电电压最小化。优选地将本发明的实施例实施于此类布置中，尽管本发明及实施例并非限于此类有利布置。将本发明有利地应用于此类架构中。
如图6中进一步说明，提供两个开关控制器：第一PWM峰值电流模式控制器124及第二PWM峰值电流模式控制器126。
控制器124及126中的每一者接收所述低频参考信号(或包络信号)作为输入，例如图3中线路16上的信号(或从其衍生出的信号)。第一PWM峰值电流模式控制器124控制用以在线路115上产生切换器输出电压的开关118及116，且与第一控制器在频率及相方面同步的第二PWM峰值电流控制器126控制用以向线路114上的线性放大器产生电压供应器的开关108及110。因此，展示PWM峰值模式控制器124及126中的每一者以提供通用控制信号125a及125b，其形成到开关供应级123的控制信号125的部分。
电压倍增器开关102、104及106由任何一者具有较大工作循环的第一或第二控制器的PWM波形控制以保证当准备完开关108或118时到半桥级(开关108、110及118、116)两者的输入为2Vbat。等效地，控制开关102、104及106的PWM波形为控制器1及2的PWM波形的逻辑“或”功能。
线路115上的主输出供应器被调制，而所述辅助输出供应器-也就是到线路200上的线性放大器24的供电电压-可为固定电压，或根据基于时隙的通信系统中的RF信号在逐隙基础上的平均功率设定的电压。
用以将所述输出电压增加直到两倍所述电池电压的所述升压模式的激活可由基带控制器直接控制，例如在逐隙基础上，取决于(举例来说)所述RF功率电平、所述峰均功率比及时隙中的电池电压的任一者或组合来控制。基带控制器可控制PWM峰值电流模式控制器124及126。
替代地，自主控制升压设定通过将所述切换器输出电压或按比例缩放的参考电压与可被定义为所述电流电池电压的百分比的阈值电压(如图7中所展示)作比较而可为可能的。此情形减小所述基带控制器上的固件负担。
参考图7，引入在线路130上产生控制信号的比较器128，所述控制信号用于启用/停用由开关104、102、106及电容器112提供的通常由元件符号132表示的电压倍增电路。
比较器128经布置以比较在开关输出处、在电感器28a及28b的接点处的节点处检测到及作为第一输入被提供到比较器128的输出电压与到比较器128的第二输入处的阈值。在电阻器134及136的接点处提供所述阈值电压，电阻器134的另一端子连接到Vbat，且电阻器136的另一端子连接到电接地。
如果停用电压倍增电路132，则由包括开关对108/110及116/118的相应输出级作为常规降压级来产生输出电压。此情形允许相应输出电压在0V与Vbat之间切换。当启用时，电压倍增电路132允许相应输出电压在0V与2xVbat之间切换。
取决于比较器128中的比较，电压倍增器电路132由控制线路130启用或停用。
在图8中在校正路径中的有利反馈架构的情况下展示包含图7的自动启用升压-降压切换器的包络跟踪调制功率的块级架构。在图8中，为简化说明未展示到线性放大器的供电电压，且因此未展示双输出开关供应器。然而，如何在图8的布置中利用图6及7的双模式开关供应器以将供应器提供到线性放大器24将为显而易见的。
进一步参考图8，为了使效率最大化，优选地将DC偏移添加到所述输入信号以允许线性放大器24的轨对轨操作。选择DC偏移电压的值以在减法器42的输出处定位DC电压以允许最低可能供电电压用于线性放大器24。
总是优选地用最小可能供电电压操作线性放大器24，所述最小可能供电电压由有效开关模式供应器提供。优选地，根据图7的布置提供到所述线性放大器的所述供电电压，尽管在图8中未展示此情形。
在图8中，与所述低频路径中的所述切换器相关联的任何延迟可任选地使用包含所述线性放大器的高频路径中的延迟匹配元件(如延迟元件19所表示)来补偿。
在图8中展示，比较器128将阈值电压与所述低频路径的所述输出电压作比较。然而，所述低频路径的所述输出电压源自于参考电压的所述低频部分且可将所述阈值电压与源自于所述参考电压的所述低频部分的任何信号作比较。在图8的布置中，例如，所述阈值电压可与线路16上的所述信号作比较，而不是与所述低频路径的所述输出作比较。
本发明及其实施例涉及将包络跟踪(ET)应用到射频(RF)功率放大器且适于包含处于高频到微波频率的蜂窝手机、无线基础设施及军事功率放大器应用的广大范围的实施方案。
Claims (11)
1.一种电压供应级，其包括：输入供电电压；串联连接的第一开关(102)及第二开关(104)，所述第一开关(102)与所述输入供电电压的第一端子连接，所述第二开关(104)与所述输入供电电压的第二端子连接，其中所述第二端子接地；串联连接的第三开关(106)及电容器，所述串联连接的第三开关(106)及电容器与所述第一开关(102)并联连接；连接于所述第三开关及所述电容器的接点与输出之间的第四开关(108)；连接于所述输出与所述输入供电电压的所述第二端子之间的第五开关(110)；以及又一输出，其经由第六开关(118)与所述接点连接并经由第七开关(116)与所述第二端子连接，其中：
在第一操作阶段中，所述第一、第四及第六开关闭合，且所述第二、第三、第五及第七开关断开；
在第二操作阶段中，所述第二、第三、第五及第七开关闭合，且所述第一、第四及第六开关断开；以及
控制所述第一操作阶段及第二操作阶段的工作循环，使得所述输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压的两倍之间变化，以及
其中在仅降压操作模式中，在所述第一操作阶段及第二操作阶段两者中，所述第二开关(104)及第三开关(106)闭合且所述第一开关(102)断开，且控制剩余的开关在所述第一操作阶段及第二操作阶段中的所述工作循环，使得所述输出和/或所述又一输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压之间变化。
2.根据权利要求1所述的电压供应级，其中：
在所述第一操作阶段中，所述第六开关闭合且所述第七开关断开；
在所述第二操作阶段中，所述第六开关断开且所述第七开关闭合；以及
控制所述第一操作阶段及第二操作阶段的所述工作循环，使得所述又一输出上的平均电压在0伏特与所述输入供电电压的两倍之间变化。
3.根据权利要求2所述的电压供应级，其中使用所述第四及第五开关或所述第六及第七开关来启用及停用第一、第二及第三开关。
4.根据权利要求1所述的电压供应级，其中提供用于启用及停用所述仅降压操作模式的控制信号。
5.根据权利要求4所述的电压供应级，其进一步包括用于将所述输出、所述又一输出或低频参考信号中的一者与阈值电平作比较的电路，且所述电路对所述控制信号进行设定或重设，其中所述电路输出所述控制信号。
6.一种经布置以跟踪参考信号产生调制供电电压的包络跟踪调制供应器，所述包络跟踪调制供应器包括：低频路径，其用于跟踪所述参考信号中的低频变化且包含开关模式电源供应器，所述开关模式电源供应器包含根据权利要求1到5中任一权利要求所述的电压供应级；校正路径，其用于跟踪所述参考信号中的高频变化且包含线性放大器；及组合器，其用于组合所述开关模式电源供应器的输出及所述线性放大器的输出以产生调制供电电压。
7.根据权利要求6所述的包络跟踪调制供应器，其中提供从所述线性放大器的所述输出到所述线性放大器的输入的反馈路径，使得所述校正路径中的所述线性放大器放大包括所述参考信号中的频率的全谱的信号。
8.根据权利要求6或权利要求7所述的包络跟踪调制供应器，其中所述又一输出提供低频路径的电源供应且所述第四开关(108)和所述第五开关(110)之间的所述输出向所述线性放大器提供电源供应。
9.一种RF放大器，其包含根据权利要求1到5中任一权利要求所述的电压供应级。
10.一种无线通信系统，其包含根据权利要求1到5中任一权利要求所述的电压供应级。
11.一种无线移动装置，其包含根据权利要求1到5中任一权利要求所述的电压供应级。
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |