CN105049398A - 一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法。发送端安装模式选择器和星座点映射选择器，接收端安装模式检测器和星座点映射方式检测器；原始消息序列在发送端进行分组，经发送端的模式选择器和星座点映射选择器根据活跃载波模式及其星座点调制方式进行信号调制，并发送；接收端的模式检测器和星座点映射检测器通过最大似然检测方法和最短距离检测方法解调出发送端调制过的活跃载波模式和星座点调制方式，进而恢复出原始消息序列。本发明每组选择的星座点映射方式取决于每组选取的活跃子载波模式，实现了在有限的发送功率下，尽可能提高传输效率和吞吐量。

Description

一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法

技术领域

本发明涉及通信领域的一种信号调制方法，具体涉及物理层信号调制技术的一种基于载波标号调制(IndexModulation)的星座点映射方式可调的调制方法。

背景技术

无线通信是利用电磁波在自由空间中传播来进行信息交换的一种方式。目前在信息通信领域中，无线通信发展最快、应用最广。为了充分利用信道的带宽，正交频分多址(OFDM)技术在无线移动通信发展中有着很高的地位与很广泛的应用。正交频分多址(OFDM)技术具有以下特点：1)频谱利用率高；2)实现简单；3)信道均衡相对简单；4)抗噪声能力强；5)子载波配置灵活；6)易与其他通信技术结合。

2013年，在正交频分多址(OFDM)技术基础上，提出了一种具有更高频谱利用率的技术称为载波标号调制技术(IndexModulation)，在该技术中，发送端并不是选取所有的子载波用于承载数据，而是挑选一部分子载波用于承载数据。虽然载波上承载的数据量变小了，但是在选择子载波的过程本身承载着一部分信息量，假设每组从n个载波中选取k个活跃子载波，那么整个系统单次传输实际可以传递比特数据，M为映射方式，表示排列组合从n种情况中挑选k种的方案总数。在高信噪比下，载波标号调制技术比传统正交频分多址技术具有更低的误码性能，更高的频谱效率。

2015年3月，一种载波标号可变的调制技术进入人们的视线，该技术是基于载波标号调制提出的，由于载波标号调制中每组选取的活跃子载波个数是固定的，正如上面所阐述的，采用载波标号调制技术每次可以传输的信息量最多为比特。而载波标号可变的技术方案并不限制k的取值，即k最多可以取0到n所有值，因此每组最多可以传输比特，与传统载波标号调制相比，进一步增加了传输比特数。并从该方案仿真结果来看，在保证相同发送功率和相同比特信噪比情况下，该方案与传统载波标号调制具有十分接近的误码率。

以上关于载波标号调制的技术方案中都是采用固定映射方式(BPSK)调制，特别是在载波标号不固定的调制方案中，显而易见地，选择子载波少的组调制到星座点上的数据幅值会相对于选择子载波多的组大，因此造成了一定的功率能量的浪费。

发明内容

基于现有的载波标号调制系统，为了克服不同模式星座点调制幅值不一样而造成能量浪费的缺陷，本发明提出了一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法，对不同组采用不同的星座点映射方式进行数据调制，即对于选择子载波少的组，选择相对更高阶调制；对于选择子载波多的组，采用相对低阶的调制，这样在充分利用发送功率情况下，发送更多的消息比特数。

本发明的技术方案是采用以下方式：

在发送端安装模式选择器和星座点映射选择器，在接收端安装模式检测器和星座点映射方式检测器；原始消息序列在发送端进行分组，经发送端的模式选择器和星座点映射选择器得到活跃载波模式及其星座点调制方式，并根据活跃载波模式及其星座点调制方式进行信号调制，进行发送；接收端的模式检测器和星座点映射检测器通过最大似然检测方法和最短距离检测方法得出发送端采用的活跃载波模式和星座点调制方式，进而通过查表和解映射恢复出原始消息序列。

在每次发送前，所述的发送端和接收端均建立对应于每组子载波的活跃子载波模式表格以及与不同活跃子载波模式对应的星座点调制方式；发送端将包含有原始消息序列的子载波等分分组，模式选择器根据消息序列选择每一组子载波的活跃子载波模式，即活跃子载波个数及标号，星座点选择器选择每一组子载波的星座点调制方式，最终将消息序列调制到对应的活跃子载波上并发送。

所述的接收端根据查找活跃子载波模式表格和星座点调制方式解映射恢复出原始消息序列。

本发明基于载波标号调制系统，星座点选择器根据每组选择的模式包含的活跃子载波的个数与标号，相应挑选出合适的星座点映射方式，并将数据调制到活跃子载波上进行发送，不仅可通过活跃子载波的位置和个数获得选择模式的数据信息，同时还能获得子载波上调制星座点所承载的数据，在不损失传输准确性的情况下，充分地利用了有限的发送功率，有效地提高传输效率和吞吐量。

所述发送端具体采用以下方式处理：

1.1)将总子载波数N依次等分为g组，N＝g×n，n为每组子载波中子载波总数；对于每组子载波，建立相同的活跃子载波数矢量 活跃子载波数矢量表示任何一组子载波中选择的子载波数的集合，其中为任何一组子载波中活跃子载波数的种类数，表示选择的活跃子载波数的最大值；然后建立与每组子载波的矢量一一对应的映射方式

发送端根据矢量建立活跃子载波模式表格，可采用“OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingwithGeneralizedIndexModulation”论文中第四章提到的方法进行建立。

1.2)对于每组子载波，采用以下公式计算原始消息序列P的信息比特数p，总共传输比特数为m，m＝p*g：

其中，η为单组子载波中活跃子载波种类的序数， 表示排列组合从n种情况中挑选k种的方案总数；

1.3)对于任意一组子载波，计算信息比特数p的十进制值Z_p，根据十进制值Z_p采用以下公式来拆分原始消息序列，分为模式选择序列P₁和星座点调制序列P₂，拆分后的模式选择序列P₁和星座点调制序列P₂的长度计算如下：

p₁＝p-p₂

1.4)根据模式选择序列P₁从活跃子载波模式表格中选择一种发送模式I与其对应；根据星座点调制序列P₂从映射方式中选择一种星座点调制方式，将星座点调制序列P₂映射到星座点上，得到星座点序列S；

1.5)根据发送模式I和星座点序列S，将所有组子载波合并得到频域发送序列{X(1),...,X(N)}；

1.6)将频域发送序列进行快速傅里叶变换(IFFT)运算，得到时域发送序列{x(1),...,x(N)}；

1.7)对时域发送序列{x(1),...,x(N)}加L点循环前缀，得到N+L点的时域发送序列{x(1),...,x(N),...,x(N+L)}并发送，L为循环前缀数。

所述接收端具体采用以下方式处理：

2.1)接收端收到一串N+L点的时域接收序列{y(1),...,y(N),...,y(N+L)}，去除循环前缀，得到N点的时域接收序列{y(1),...,y(N),...,y(N)}；

2.2)对N点的时域接收序列进行最小均方误差(MMSE)均衡，再进行傅里叶变换(FFT)运算，得到频域接收序列{Y(1),...,Y(N)}，将收到频域接收序列依次等分成g组，每组具有n个频域点；

2.2)针对每一组频域点y_F(i)，i表示频域点的序数，1≤i≤n，对于每一个集合元素k(η)，采用以下公式表示的最大似然检测方法计算出n个频域点对应的LLR值：

$\begin{array}{c}\mathrm{LLR}(y_F\left(i\right),{\hat{I}}_{\mathrm{\η}},{\hat{S}}_{\mathrm{\η}})=\ln \left(k\left(\mathrm{\η}\right)\right)-\ln (n-k\left(\mathrm{\η}\right))+\frac{{\left|y_F\left(i\right)\right|}^2}{N_{0,F}}\\ +\ln \left(\underset{\mathrm{\χ}=1}{\overset{M\left(\mathrm{\η}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\exp (-\frac{1}{N_{0,F}}{|y_F\left(i\right)-h_F\left(i\right)s_{\mathrm{\χ}}|}^2)\right)\end{array}$

其中，y_F(i)表示第i个点接收端频域点，h_F(i)表示第i个频域点经历的信道特性，信道为多径瑞丽衰弱信道，N_0,F表示噪声在频域的平均功率，M(η)表示与集合元素k(η)对应的星座点映射方式，χ表示星座点序号，s_c表示与M(η)对应的星座点幅值；分别表示接收端针对当前集合元素k(η)计算得到的发送模式和星座点映射序列

2.3)由上述步骤得到的LLR值采用以下公式表示的最短距离检测方式计算出发送模式和星座点序列

其中，γ表示选定的活跃子载波数k(η)的序号，表示发送模式对应的第γ个点。

2.4)由发送模式根据活跃子载波模式表格恢复出模式选择序列再由星座点序列和映射方式通过解映射恢复出星座点调制序列最后进行合并得到原始消息序列

2.5)将所有组合并，得到比特系统原始数据

在一次发送前，发送端和接收端建立活跃子载波模式表格，首先发送端将子载波和消息序列都等分为若干组，模式选择器根据消息序列的一部分选择每一组的活跃子载波个数及标号，接着星座点选择器选择每组传输数据的星座点调制方式，并将另一部分调制到星座点上，最终实现发送；接收端不仅可以通过活跃子载波的位置和个数获得选择模式的数据信息，同时还能获得子载波上调制星座点所承载的数据。

本发明中，星座点传输方式取决于选取的活跃子载波的模式，具体地说，对于活跃子载波多的组选择低阶的星座点映射方式，对于活跃子载波少的组选择高阶的星座点映射方式，因此本发明不仅充分地利用了有限的发送功率，而且有效提高传输效率和吞吐量。

本发明的有益效果是：

本发明主要创新点是在原先固定映射方式基础上提出了映射方式可变的技术方案，克服不同模式星座点调制幅值不一样而造成能量浪费的缺陷；本发明改变映射方式是在发送功率一定以及保证误码性能的前提条件下，能提高9.1％频谱传输效率。

附图说明

图1是本发明发送端逻辑过程框图。

图2是本发明接收端逻辑过程框图。

图3是本发明与传统载波标号调制方案、传统正交频分多址(OFDM)的误码性能比较。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例子对本发明作进一步详细说明。

本发明是基于现有的载波标号调制系统提出的分组映射方式可调的一种调制方法，在一次发送前，收发端活都已知跃子载波模式表格，首先发送端将子载波和消息序列都等分为若干组，模式选择器根据消息序列的一部分选择每一组的活跃子载波个数及标号，接着星座点选择器选择每组传输数据的星座点调制方式并将另一部分消息序列调制到星座点上，最终实现发送；接收端不仅可以获得子载波上的星座点所承载的数据，同时还能通过活跃子载波的位置和个数获得额外的数据信息。

发送端每比特能量值E_b＝(N+L)/m，其中m表示系统一次调制传输消息比特，即有m＝p*g，p表示每组比特消息，g表示组数，噪声时域平均能量值N_0,T，因此比特信噪比定义为E_b/N_0,T，频谱效率定义为m/(N+L)，单位为[比特/秒/赫兹]。

本发明发送调制系统框图见附图1，接受调制系统款图见附图2，具体实施例及其具体实施步骤如下：

1)设定参数数值：发送端将所有128个子载波等分为g＝16组，每组子载波数n＝8，建立活跃子载波数矢量表示任何一组从n＝8个子载波中可能选出的子载波数为3或6，可调映射方式表示两种不同的映射方式QPSK和BPSK，采用以下表1所示的活跃载波选择模式表格即从8个子载波中选取3个或6个活跃子载波的所有可行方案；

表1模式发送端模式选择与接收端模式选择序列恢复表格

模式选择序列户P1	发送模式I
		000000	11111100
000001	11111010
011011	00111111
		011100	11100000
		111111	00000111

2)对于每组子载波，采用以下公式计算原始消息序列P的信息比特数p，系统总共传输比特数为m，m＝p*g：

3)对于任意一组，对输入的p比特信息序列，计算其十进制值Z_p，根据十进制值Z_p来拆分原始消息序列P，分为模式选择序列P₁和星座点调制序列P₂，拆分后的模式选择序列P₁和星座点调制序列P₂的长度计算如下，拆分后得到表2：

$p_2=\left\{\begin{array}{cc}k\left(1\right){\log }_2{M}_1=3\×{\log }_{2}4=6& Z_p\∈[0,M_1^{k\left(1\right)}{C}_n^{k\left(1\right)}-1]\\ k\left(2\right){\log }_2{M}_2=6\×{\log }_{2}2=6& Z_p\∈[M_1^{k\left(1\right)}{C}_n^{k\left(1\right)},2^p-1]\end{array}\right.$

p₁＝p-p₂＝12-6＝6

表2消息序列拆分表格

如表2所示，若Z_p值在0到1791之间，则采用BPSK星座点映射方式：即将6比特P₂星座点调制序列调制到6个活跃子载波上，每个子载波上承载1比特消息；若Z_p值在1792到4095之间，则采用QPSK星座点映射方式：即将6比特P₂星座点调制序列调制到3个活跃子载波上，每个子载波上承载2比特消息；

4)根据模式选择序列P₁从活跃子载波模式表格中选择一种发送模式I与其对应；根据星座点调制序列P₂从映射方式中选择一种星座点调制方式，将星座点调制序列P₂映射到星座点上，得到星座点序列S；

5)根据发送模式I和星座点序列S，将所有组子载波合并得到频域发送序列{X(1),...,X(128)}；

6)将频域发送序列进行快速傅里叶变换(IFFT)运算，得到时域发送序列{x(1),...,x(128)}；

6)对时域发送序列{x(1),...,x(128)}加16点循环前缀，得到144点的时域发送序列{x(1),...,x(128),...,x(144)}并发送；

7)接收端收到一串144点的时域接收序列{y(1),...,y(128),...,y(144)}，去除循环前缀，得到128点的时域接收序列{y(1),...,y(128)}；

8)对128点的时域接收序列进行最小均方误差(MMSE)均衡，再进行傅里叶变换(FFT)运算，得到频域接收序列{Y(1),...,Y(128)}，将收到频域接收序列依次等分成16组，每组具有8个频域点；

9)针对每一组频域点y_F(i)，i表示频域点的序数，1≤i≤8，对于k(η)＝3或k(η)＝6，采用以下公式表示的最大似然检测方法计算出8个频域点对应的LLR值：

$\begin{array}{c}\mathrm{LLR}(y_F\left(i\right),{\hat{I}}_{k\left(\mathrm{\η}\right)=3},{\hat{S}}_{k\left(\mathrm{\η}\right)=3})=\ln \left(3\right)-\ln (8-3)+\\ \frac{{\left|y_F\left(i\right)\right|}^2}{N_{0,F}}+\ln \left(\underset{\mathrm{\χ}=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\exp (-\frac{1}{N_{0,F}}{|y_F\left(i\right)-h_F\left(i\right)s_{\mathrm{\χ}}^{M\left(1\right)}|}^2)\right)\end{array}$

$\begin{array}{c}\mathrm{LLR}(y_F\left(i\right),{\hat{I}}_{k\left(\mathrm{\η}\right)=6},{\hat{S}}_{k\left(\mathrm{\η}\right)=6})=\ln \left(6\right)-\ln (8-6)+\\ \frac{{\left|y_F\left(i\right)\right|}^2}{N_{0,F}}+\ln \left(\underset{\mathrm{\χ}=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\exp (-\frac{1}{N_{0,F}}{|y_F\left(i\right)-h_F\left(i\right)s_{\mathrm{\χ}}^{M\left(2\right)}|}^2)\right)\end{array}$

其中y_F(i)，1≤i≤8表示第i个点接收端频域数据，h_F(i)表示第i个点经历的信道特性，此处为多径瑞丽衰弱信道，径数为v＝10，N_0,F表示噪声在频域的平均功率，M(1)、M(2)表示星座点映射方式，表示M(1)对应的星座点幅值，表示M(2)对应的星座点幅值，χ为星座点序号；

10)由上述步骤得到的LLR值采用以下公式表示的最短距离检测方式计算估计出发送模式和星座点序列

$\begin{array}{c}(\hat{I},\hat{S})=\arg \underset{k\left(\mathrm{\η}\right)\∈\left[\mathrm{3,6}\right]}{\min }(\underset{i\∉{\hat{I}}_{\mathrm{\η}}}{\overset{8}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\left|y_F\left(i\right)\right|}^2\\ +\underset{\mathrm{\γ}=1}{\overset{k\left(\mathrm{\η}\right)}{\mathrm{\Σ}}}{|y_F\left({\hat{I}}_{\mathrm{\η}}\left(\mathrm{\γ}\right)\right)-h_F\left({\hat{I}}_{\mathrm{\η}}\left(\mathrm{\γ}\right)\right){\hat{S}}_{\mathrm{\η}}\left(\mathrm{\γ}\right)|}^2)\end{array}$

γ表示对于选定的活跃子载波数k(η)的序号，表示发送模式对应的第γ个点；

11)由发送模式根据活跃子载波模式表格恢复出模式选择序列再由星座点序列和映射方式通过解映射恢复出星座点调制序列最后进行合并得到原始消息序列

12)将所有组合并，得到比特原始数据。

从图3中可看出，在保证发送消息的比特信噪比(E_b/N_0,T)相同前提下，传统正交频分多址技术传输效率为0.8889比特/秒/赫兹，传统载波标号调制最大传输效率为1.1111比特/秒/赫兹，载波标号可变技术的传输效率为1.2222比特/秒/赫兹，而采用本发明，可以达到1.3333比特/秒/赫兹的传输效率，其系统频谱效率采用m/(N+L)[比特/秒/赫兹]进行计算。由此可见本发明能在有限的发送功率下，比现有的方案提高了9％的频谱传输效率。从误比特率结果上看，在正交频分多址之后出现的几种技术具有十分接近的误码率，并且在比特信噪比高于27dB时，误码性能比传统正交频分多址技术好，因此本发明适合在20db信噪比以上的系统中使用，具有突出显著的技术效果。

上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法，其特征在于：

在发送端安装模式选择器和星座点映射选择器，在接收端安装模式检测器和星座点映射方式检测器；原始消息序列在发送端进行分组，经发送端的模式选择器和星座点映射选择器得到活跃载波模式及其星座点调制方式，并根据活跃载波模式及其星座点调制方式进行信号调制，进行发送；接收端的模式检测器和星座点映射检测器通过最大似然检测方法和最短距离检测方法得出发送端采用的活跃载波模式和星座点调制方式，进而通过查表和解映射恢复出原始消息序列。

2.根据权利要求1所述的一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法，其特征在于：在每次发送前，所述的发送端和接收端均建立对应于每组子载波的活跃子载波模式表格以及与不同活跃子载波模式对应的星座点调制方式；发送端将包含有原始消息序列的子载波等分分组，模式选择器根据消息序列选择每一组子载波的活跃子载波模式，即活跃子载波个数及标号，星座点选择器选择每一组子载波的星座点调制方式，最终将消息序列调制到对应的活跃子载波上并发送。

3.根据权利要求1所述的一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法，其特征在于：所述的接收端根据查找活跃子载波模式表格和星座点调制方式解映射恢复出原始消息序列。

4.根据权利要求1所述的一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法，其特征在于：所述发送端具体采用以下方式处理：

1.1)将总子载波数N依次等分为g组，N＝g×n，n为每组子载波中子载波总数；对于每组子载波，建立相同的活跃子载波数矢量 活跃子载波数矢量表示任何一组子载波中选择的子载波数的集合，其中为任何一组子载波中活跃子载波数的种类数，表示选择的活跃子载波数的最大值；然后建立与每组子载波的矢量一一对应的映射方式

发送端根据矢量建立活跃子载波模式表格，可采用“OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingwithGeneralizedIndexModulation”论文中第四章提到的方法进行建立。

1.2)对于每组子载波，采用以下公式计算原始消息序列P的信息比特数p，总共传输比特数为m，m＝p*g：

其中，η为单组子载波中活跃子载波种类的序数， 表示排列组合从n种情况中挑选k种的方案总数；

1.3)对于任意一组子载波，计算信息比特数p的十进制值Z_p，根据十进制值Z_p采用以下公式来拆分原始消息序列，分为模式选择序列P₁和星座点调制序列P₂，拆分后的模式选择序列P₁和星座点调制序列P₂的长度计算如下：

p₁＝p-p₂

1.4)根据模式选择序列P₁从活跃子载波模式表格中选择一种发送模式I与其对应；根据星座点调制序列P₂从映射方式中选择一种星座点调制方式，将星座点调制序列P₂映射到星座点上，得到星座点序列S；

1.5)根据发送模式I和星座点序列S，将所有组子载波合并得到频域发送序列{X(1),...,X(N)}；

1.6)将频域发送序列进行快速傅里叶变换(IFFT)运算，得到时域发送序列{x(1),...,x(N)}；

1.7)对时域发送序列{x(1),...,x(N)}加L点循环前缀，得到N+L点的时域发送序列{x(1),...,x(N),...,x(N+L)}并发送，L为循环前缀数。

5.根据权利要求1所述的一种基于载波标号调制的星座点映射方式可调的调制方法，其特征在于：所述接收端具体采用以下方式处理：

2.1)接收端收到一串N+L点的时域接收序列{y(1),...,y(N),...,y(N+L)}，去除循环前缀，得到N点的时域接收序列{y(1),...,y(N),...,y(N)}；

2.2)对N点的时域接收序列进行最小均方误差(MMSE)均衡，再进行傅里叶变换(FFT)运算，得到频域接收序列{Y(1),...,Y(N)}，将收到频域接收序列依次等分成g组，每组具有n个频域点；

2.2)针对每一组频域点y_F(i)，i表示频域点的序数，1≤i≤n，对于每一个集合元素k(η)，采用以下公式表示的最大似然检测方法计算出n个频域点对应的LLR值：

$\begin{array}{c}\mathrm{LLR}(y_F\left(i\right),{\hat{I}}_{\mathrm{\η}},{\hat{S}}_{\mathrm{\η}})=\ln \left(k\left(\mathrm{\η}\right)\right)-\ln (n-k\left(\mathrm{\η}\right))+\frac{{\left|y_F\left(i\right)\right|}^2}{N_{0,F}}\\ +\ln \left(\underset{\mathrm{\χ}=1}{\overset{M\left(\mathrm{\η}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\exp (-\frac{1}{N_{0,F}}{|y_F\left(i\right)-h_F\left(i\right)s_{\mathrm{\χ}}|}^2)\right)\end{array}$

其中，y_F(i)表示第i个点接收端频域点，h_F(i)表示第i个频域点经历的信道特性，信道为多径瑞丽衰弱信道，N_0,F表示噪声在频域的平均功率，M(η)表示与集合元素k(η)对应的星座点映射方式，χ表示星座点序号，s_c表示与M(η)对应的星座点幅值；分别表示接收端针对当前集合元素k(η)计算得到的发送模式和星座点映射序列

2.3)由上述步骤得到的LLR值采用以下公式表示的最短距离检测方式计算出发送模式和星座点序列

其中，γ表示选定的活跃子载波数k(η)的序号，表示发送模式对应的第γ个点。

2.4)由发送模式根据活跃子载波模式表格恢复出模式选择序列再由星座点序列和映射方式通过解映射恢复出星座点调制序列最后进行合并得到原始消息序列

2.5)将所有组合并，得到比特系统原始数据