CN105024950A - 一种数据检测方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种数据检测方法，包括：对接收到的每个数据符号做去除循环前缀CP处理，并对所述处理结果进行快速傅利叶FFT转换；对所述FFT转换结果，进行解资源映射；对所述解资源映射后的数据，进行信道估计均衡处理；对于均衡处理后的每个数据符号，利用离散傅里叶变换的时移特性和比例特性进行处理，得到该数据符号内所有发送比特信息的调制符号的频域序列；将同一时隙内的所有端口上的所述频域序列进行合并；对同一子帧两个时隙的所述合并后的频域序列分别进行反离散傅里叶变换IDFT处理，得到接收端各时隙的发送比特信息的调制符号的估计值。采用本发明可以大幅度降低数据检测的复杂度，降低硬件成本。

Description

一种数据检测方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别是涉及一种数据检测方法。

背景技术

3GPP长期演进(Long Term Evolution，3GPP-LTE)系统中，物理上行控制信道(Physical Uplink control channel，PUCCH)的多用户采用码分的方式实现复用，其中PUCCH格式3的传输方案是：一个子帧中包含两个时隙，每个时隙传输个复数调制符号d(i)，每个时隙有个数据符号l，每个数据符号有个子载波。图1是PUCCH格式3的资源分配图，R表示导频资源。

目前LTE系统终端侧采用的上行数据生成处理过程，包括如下步骤：

这里，为描述清晰，仅以时隙0的生成方式为例进行介绍，时隙1的生成方式类似。根据TS36.211协议，简化描述如下：

步骤1：对于每个符号d(i)，按照公式1，在时隙0在个数据符号上做块扩处理，得到

(公式1)

其中： $\begin{array}{cc}l=0,...,N_{\mathrm{SF},0}^{\mathrm{PUCCH}}-1& i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1\end{array}$

下标中的0表示时隙0；表示天线端口索引；

是一个与小区ID相关的参数，一个时隙内的不同数据符号（索引为l）该值不同，每个数据符号l里的不同的数据d(i)（索引为i）所乘的该值相同；n_s为一个无线帧内的时隙索引。

的定义如TS36.211中的表5.4.2A-1，是正交码，其中每个数据符号的乘以中对应列的值，以实现一个时隙内各数据符号的块扩。

表5.4.2A-1

步骤2：按照公式2，对扩处理结果做循环移位处理，得到

${\tilde{y}}^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)=y^{\left(\tilde{p}\right)}\left((i+n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l))\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}\right)$      （公式2）

步骤3：按照公式3，对循环移位后的每个数据符号做离散傅里叶变换（DFT）变换。

$z^{\left(\tilde{p}\right)}(k,l)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{y}}^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)e^{-j\frac{2\mathrm{\πik}}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}}$     （公式3）

其中， $k=0,...,N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1.$

步骤4：对所述离散傅里叶变换结果进行资源映射。

步骤5：对资源映射后的数据，进行反快速傅里叶变换（IFFT）和加循环前缀（CP）处理。

以上是终端侧发送数据的生成过程，相应的，在基站侧对接收数据的检测处理过程与该生成过程的各步骤相对应，即先对接收信号进行去循环前缀、快速傅里叶变换（FFT）后，在经信道估计均衡后，每个端口的数据各数据符号l分别做反离散傅里叶变换（IDFT），然后各端口的数据做反方向移位处理，再进行解扩处理。

上述与数据生成过程相对应的接收数据检测处理方法，存在由于IDFT次数多而导致实现复杂的问题，具体如下：

1、每个数据符号都要做IDFT，每个端口都要做IDFT，数字信号处理（DSP）单元的处理量较大，例如，一个子帧的数据符号数为10时，两端口一个子帧就需要做10*2次IDFT处理。

2.由于IDFT一般用DSP的硬件加速器实现，故现场可编程门阵列单元(FPGA)和DSP接口带宽的数据量，按照一个子帧两端口计算，字长*12*2*10*2的数据量，其中，12*2表示数据符号含12个复数数据。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种数据检测方法，该方法可以大幅度降低数据检测的复杂度，降低硬件成本。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：

一种数据检测方法，包括：

a、对接收到的每个数据符号做去除循环前缀CP处理，并对所述处理结果进行快速傅利叶FFT转换；

b、对所述FFT转换结果，进行解资源映射；

c、对所述解资源映射后的数据，进行信道估计均衡处理；

d、对于均衡处理后的每个数据符号，利用离散傅里叶变换的时移特性和比例特性进行处理，得到该数据符号内所有发送比特信息的调制符号的频域序列；

e、将同一时隙内的所有端口上的所述频域序列进行合并；

f、对同一子帧两个时隙的所述合并后的所述频域序列分别进行反离散傅里叶变换IDFT处理，得到接收端各时隙的发送比特信息的调制符号的估计值。

综上所述，本发明提出的数据检测方法，利用DFT的时移和比例特性，对多端口、多数据符号的数据在做IDFT之前做合并。如此可以大幅度减少IDFT处理次数，从而可以在不影响检测性能的前提下，大幅度降低数据检测的复杂度，降低硬件成本。

附图说明

图1为PUCCH格式3传输方案中的资源分配图；

图2为PUCCH格式3传输方案中一个时隙的发送端功能框图；

图3为PUCCH格式3传输方案中接收端功能框图；

图4为本发明实施例一的流程示意图；

图5为PUCCH格式3传输方案中采用本发明和传统方法时的仿真性能对比图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明作进一步地详细描述。

本发明的核心思想是：利用DFT的时移和比例特性，对多端口、多数据符号的数据在做IDFT之前做合并。这样，一个子帧两端口的IDFT处理次数可以由传统方法的20次降为2次，并且FPGA和DSP的接口数据量将由传统方法的480倍字长降低为48倍字长，从而可以在不影响检测性能的前提下，大大减少了DSP的处理量，便于DSP的架构设计和时序设计。

图4为本发明实施例一的流程示意图，如图4所示，该实施例主要包括：

步骤401、对接收到的每个数据符号做去除循环前缀（CP）处理，并对所述处理结果进行快速傅利叶（FFT）转换。

本步骤的具体实现方法同现有系统，在此不再赘述。

步骤402、对所述FFT转换结果，进行解资源映射。

这里，解资源映射具体方法为本领域技术人员所掌握，在此不再赘述。

步骤403、对所述解资源映射后的数据，进行信道估计均衡处理。

这里，信道估计均衡处理具体方法为本领域技术人员所掌握，在此不再赘述。

步骤404、对于均衡处理后的每个数据符号，利用离散傅里叶变换的时移特性和比例特性进行处理，得到该数据符号内所有发送比特信息的调制符号的频域序列。

较佳地，对均衡处理后的每个数据符号可以按照进行处理，得到该数据符号内所有发送比特信息的调制符号的频域序列。

其中，为天线端口索引，为小区标识相关参数，l为数据符号索引，k为子载波索引，为一个数据符号占用的子载波数，n_s为一个无线帧内的时隙索引，θ(l)为l个数据符号的相位角，具体的是由发送信号推导出来的，为天线端口上经过信道估计、均衡处理后的第l个数据符号的第k个子载波上的数据。

本步骤中，需要进行时移特性处理，即具体时移特性处理的应用原理分析如下：

根据DFT的时移性质：

如果f(n)的傅里叶变换是F(k)（即f(n)＝IDFT[F(k)]），则f(n)在时域上延时n₀，即f(n-n₀)其傅里叶变换就是f(n)的傅里叶变换在频域上做相位旋转。即IDFT[·]表示进行反离散傅里叶变换。

由(公式3)可知， ${\tilde{y}}^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)=\mathrm{IDFT}\left[z^{\left(\tilde{p}\right)}(k,l)\right]$

根据(公式2) ${\tilde{y}}^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)=y^{\left(\tilde{p}\right)}\left((i+n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l))\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}\right),$ 从而可得： $y^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)=\mathrm{IDFT}[z^{\left(\tilde{p}\right)}(k,l)\·e^{-j\frac{2\·\mathrm{\π}\·k\·n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l)}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}}].$

本步骤中，根据离散傅里叶变换的比例特性，还需要再乘以e^-j·θ(l)，以进行比例特性处理。具体比例特性处理的理论依据分析如下：

根据TS36.211表5.4.2A-1可知，一个时隙内的不同数据符号（索引为l）使用的块扩序列不同，每个数据符号l里的不同数据d(i)（索引为i）所乘的

相同，故(公式1)可以写成：

$y^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)=e^{\mathrm{j\θ}\left(l\right)}\·d\left(i\right)$               (公式4)

其中，

由(公式4)得：

$e^{-\mathrm{j\θ}\left(l\right)}\·y^{\left(\tilde{p}\right)}(i,l)=d\left(i\right)$            （公式5）

进一步，利用离散傅里叶变换(DFT)的比例特性可得：

$d\left(i\right)=e^{-j\·\mathrm{\θ}\left(l\right)}\mathrm{IDFT}[z^{\left(\tilde{p}\right)}(k,l)\·e^{-j\·\frac{2\·\mathrm{\π}\·k\·n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l)}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}}]$             （公式6）

合并指数项，进一步写成

$d\left(i\right)=\mathrm{IDFT}[z^{\left(\tilde{p}\right)}(k,l)\·e^{-j\·[\frac{2\·\mathrm{\π}\·k\·n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l)}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}+\mathrm{\θ}\left(l\right)]}]$            （公式7）

步骤405、将同一时隙内的所有端口上的所述频域序列进行合并。

这里需要说明的是，由于各端口承载的d(i)相同，并且每个端口一个时隙内的个数据符号承载的d(i)也是相同的，故在此可对于所有端口，将其一个时隙内的各数据符号进行合并，这样，合并后每个时隙只有一个数据符号。此处合并可为求和运算，即计算得到合并后的各时隙的频域序列，其中，表示时隙nslot中的数据符号个数，nslot为一个子帧内的时隙索引，取值nslot=0，1。N_ap表示天线端口总数。

在上述步骤中，通过步骤404、405，利用DFT的时移和比例特性，对多端口、多数据符号的数据在做IDFT之前做合并，可以大幅度减少IDFT处理次数。

步骤406、对同一子帧两个时隙的所述合并后的频域序列分别进行反离散傅里叶变换IDFT处理，得到接收端各时隙的发送比特信息的调制符号的估计值。

这里，在具体应用时，将两个长度为的频域序列通过FPGA与DSP的接口传送至DSP，DSP每个时隙中做一个IDFT变换，就可得到接收端各时隙的发送比特信息的调制符号的估计值即按照下述公式8得到

$\hat{d}\left(i\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{ap}}\·N_{\mathrm{SF},\mathrm{nslot}}^{\mathrm{PUCCH}}}\mathrm{IDFT}[\underset{\tilde{p}=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{N_{\mathrm{SF},\mathrm{nslot}}^{\mathrm{PUCCH}}}{\mathrm{\Σ}}}{z}^{\left(\tilde{p}\right)}(k,l)\·e^{-j\·[\frac{2\·\mathrm{\π}\·k\·n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l)}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}+\mathrm{\θ}\left(l\right)]}]$      （公式8）

图5是给出了在场景为EPA信道，用户速度为2.7km/h。天线配置为2*2，对于两端口的PUCCH格式3的传输，采用本发明和传统方法的检测性能仿真结果，从图中的仿真结果可以看出，本发明的检测方法复杂度降低，但性能没有损失。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种数据检测方法，其特征在于，包括：

a、对接收到的每个数据符号做去除循环前缀CP处理，并对所述处理结果进行快速傅利叶FFT转换；

b、对所述FFT转换结果，进行解资源映射；

c、对所述解资源映射后的数据，进行信道估计均衡处理；

d、对于均衡处理后的每个数据符号，利用离散傅里叶变换的时移特性和比例特性进行处理，得到该数据符号内所有发送比特信息的调制符号的频域序列；

e、将同一时隙内的所有端口上的所述频域序列进行合并；

f、对同一子帧两个时隙的所述合并后的频域序列分别进行反离散傅里叶变换IDFT处理，得到接收端各时隙的发送比特信息的调制符号的估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤d中所述处理为：将均衡处理后的数据符号与相乘，所得到的结果为所述频域序列；其中，为天线端口索引，为小区标识相关参数，l为数据符号索引，k为子载波索引，为一个数据符号占用的子载波数，n_s为一个无线帧内的时隙索引，θ(l)为第l个数据符号的相位角，为天线端口上经过信道估计、均衡处理后的第l个数据符号的第k个子载波上的数据。