具体实施中,设定时长为半个无线帧所占的时间长度的整数倍。
例如,假设半个无线帧的时长为5毫秒(ms),则设定时长的采样信号可以是5ms的采样信号或10ms的采样信号。
其中,在设定时长为半个无线帧所占的时间长度的整数倍,UE可以以半个无线帧所占的时间长度为单位对该设定时长的采样信号进行划分后分别处理,从而在硬件实施中可以减少运算单元的复杂度。但是,由于无线信道是时变的,只能在一段时间内保持相关性,设定时长不能超过信道的相关时长。
优选地,采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿,所述整数的取值为大于等于-A且小于等于A,其中,A表示最大可估计的整数倍频偏。
步骤202:将每个补偿后的时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序列进行相关计算,获取每个PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的模的平方的峰值,并确定获取的各峰值中的最大峰值。
为了取得与小区同步以及获得物理层小区ID标识,3GPP TS36.211标准规定了两种下行同步信号:主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)。在LTE系统中针对不同的系统带宽(例如1.4MHz,3MHz,5MHz,10MHz,15MHz,20MHz等),PSS和SSS所占用的带宽相同,占用频带中心的72个子载波共1.4MHz的带宽,PSS位于频域中心的6个资源块(RB)位置,频带宽度为180KHz×6=1.08MHz。
基站侧在每个无线帧都需要在特定的时频资源位置发送PSS和SSS信号,且这两组同步信号的发送周期都是半个无线帧长度,即5ms。其中,主同步信号PSS可以使用ZC(Zadoff-Chu)序列,用公式表示为:
其中,NID表示小区组内ID,u表示住同步信号PSS的根序列序号(RootIndex)。
终端本保存有三个长度为L=62的主同步序列PSS,它与小区组内IDNID的一一映射关系如表1所示:
表1主同步信号PSS的根序列序号
UE本地保存的频域的PSS补零构成128点,然后进行快速傅里叶逆变换IFFT从频域变换到时域得到时域形式
本发明实施例中,每个补偿后的时域信号分别与终端本地的三个PSS序列进行相关计算,假设补偿后的时域信号的个数为(2A+1),则需要进行3(2A+1)次相关计算,获得3(2A+1)个结果序列,从每个结果序列中获取一个峰值,可获取3(2A+1)个峰值,将该3(2A+1)个峰值中的最大值确定为最大峰值。
步骤203:确定最大峰值所对应的补偿后的时域信号,根据确定的补偿后的时域信号所对应的整数倍频偏补偿,确定小区初始搜索过程中的整数倍频偏。
优选地,计算最大峰值与各峰值的平均值的比值;
确定比值大于预设阈值时,根据确定的补偿后的时域信号在进行整数倍频偏补偿时所采用的整数,确定小区初始搜索过程中的整数倍频偏。
优选地,将确定的补偿后的时域信号在进行整数倍频偏补偿时所采用的整数,与子载波间隔的乘积,确定为小区初始搜索过程中的整数倍频偏。
以下通过一个具体实施例,对本发明实施例中在小区初始搜索过程中的联合估计进行详细说明。
步骤一、接收5ms采样信号后,将接收的采样信号通过带通滤波器滤波后,对该5ms采样信号进行下采样得到时域信号r(k),假设此时5ms采样信号共存在D个采样点,该具体实施中,假设D=9600。
其中,带通滤波器的通带为1.08兆赫兹(MHz),下采样时的采样率大于等于1.92MH,且为1.92MHz的整数倍。
步骤二、将时域信号r(k)进行不同的整数倍(m)频偏补偿得到rm(k)
rm(k)=r(k)e-j2πmk/N,其中,m∈[-A,A]。
步骤三、将补偿后的rm(k)和终端本地保存的三个时域PSS序列进行滑动相关运算:
其中N=128,D=9600,A表示最大可估计的整数倍频偏。
步骤四、计算,遍历搜索每个NID,m下对应的各峰值 , 其中 NID∈{0,1,2},m∈[-A,A];
并确定搜索获得的各峰值中的最大峰值,获取最大峰值所对应的
步骤五、计算最大峰值和各个峰值均值的比值λ,用公式表示为 其中均值
步骤六、如果比值λ大于给定的门限thres,则认为这次的捕获结果可信,即确认此时小区组内ID号为整数倍频偏大小为其中Δf是子载波间隔,PSS定时信息为在此基础上进行后续的符号定时,分数倍频偏估计,10ms帧定时,物理层小区ID组号的检测,循环前缀(CP)类型等信息的获取。
如果比值λ不大于给定的门限thres,重新执行步骤一~步骤六再次进行小区初始搜索过程中的联合估计过程。
基于相同的原理,本发明实施例还提供了一种小区初搜过程中整数倍频偏估计装置,应用于终端侧,该装置的具体实施可参见上述方法部分的描述,重复之处不再赘述,如附图3所示,该装置主要包括:
第一处理模块301,用于采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿,获得补偿后的各时域信号;
第二处理模块302,用于将每个所述补偿后的时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序列进行相关计算,获取每个所述PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的模的平方的峰值,并确定获取的各所述峰值中的最大峰值;
第三处理模块303,用于确定所述最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号,根据确定的所述补偿后的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿,确定小区初始搜索过程中的整数倍频偏。
优选地,所述第一处理模块还用于:
采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿之前,接收设定时长的采样信号,进行滤波以及下采样处理后得到所述时域信号。
优选地,所述第一处理模块具体用于:
采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿,所述整数的取值为大于等于-A且小于等于A,其中,A表示最大可估计的整数倍频偏。
优选地,所述第三处理模块具体用于:
计算所述最大峰值与各所述峰值的平均值的比值;
确定所述比值大于预设阈值时,根据所述确定的所述补偿后的所述时域信号在进行所述整数倍频偏补偿时所采用的整数,确定所述小区初始搜索过程中的整数倍频偏。
优选地,所述第三处理模块具体用于:
将所述确定的所述补偿后的所述时域信号在进行所述整数倍频偏补偿时所采用的整数,与子载波间隔的乘积,确定为所述小区初始搜索过程中的整数倍频偏。
基于上述技术方案,本发明实施例中,通过采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿,获得补偿后的各时域信号,将每个补偿后的时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序列进行相关计算,获取每个PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的模的平方的峰值,并确定获取的各峰值中的最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号,根据确定的所述补偿后的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿,确定小区初始搜索过程中的整数倍频偏,从而实现了小区初始搜索过程中的整数倍频偏的估计,使得能够快速准确获取终端的初始同步信息,降低了频偏对后续同步的影响,弥补了现有技术中在小区初始搜索过程中无法进行整数倍频偏估计的缺陷,使得终端的接收机可以采用更低成本的晶体替代晶振作为振荡器,降低了成本。
显然,本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样,倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内,则本发明也意图包含这些改动和变型在内。