CN104982017A - 用于正交频分复用-偏移正交幅度调制的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于执行正交频分复用(OFDM)/偏置正交幅度调制(OQAM)的方法包括获取数据突发。所述方法包括对所述数据突发执行加权循环卷积滤波调制以产生输出信号。所述方法还包括第一无线设备向第二无线设备发送所述输出信号。所述第二无线设备接收来自所述第一无线设备的输入信号，以及所述第二无线设备对所述输入信号执行加权循环卷积解调以产生所述数据突发。

Description

用于正交频分复用-偏移正交幅度调制的系统和方法

本发明要求2013年2月19日递交的发明名称为“OFDM-OQAM中加权循环卷积滤波的系统和方法(System And Method For WeightedCircularly Convolved Filtering in OFDM-OQAM)”的第61/766,426号美国临时专利申请案以及2013年9月24日递交的发明名称为“用于正交频分复用-偏移正交幅度调制的系统和方法(System And Method For OrthogonalFrequency Division Multiplexing-Offset Quadrature Amplitude Modulation)”的第14/035,161号美国非临时专利申请案的在先申请优先权，这两个在先申请的内容以引入的方式并入本文本中。

技术领域

本发明涉及一种用于无线通信的系统和方法，尤其涉及一种用于正交频分复用(OFDM)/偏移正交幅度调制(OQAM)的系统和方法。

背景技术

在无线通信中，正交频分复用(OFDM)可以作为一种波形结构。OFDM有很多优点，包括使用快速傅里叶变换(FFT)和快速傅立叶反变换(IFFT)而易于实施以及抗多路径衰落的鲁棒性。然而，OFDM也有缺点，例如循环前缀(CP)和频率隔离带带来的频谱效率低下。

OFDM-偏移正交幅度调制(OQAM)是一种多载波传输技术，使用时频局部正交原型滤波器，例如根升余弦(RRC)和各向同性正交变换算法(IOTA)脉冲波形。OFDM/OQAM相比于OFDM具有优越的功率频谱密度(PSD)旁瓣衰减。因此，OFDM/OQAM相比于OFDM可以减少隔离带开销。例如，在长期演进(LTE)系统中，除来自CP移除的频谱效率中的增益以外，该开销可以减少10％。然而，OFDM/OQAM由于传输突发两端处的尾部的传输时间而产生了开销。OFDM/OQAM由于OQAM符号之间存在T/2时间偏移而存在开销，其中T是符号时长。总开销时长等于原型滤波器的长度减去T/2。原型滤波器的长度可能至少为4T以保留可接受的符号间干扰(ISI)载波间干扰(ICI)。对于突发长度为28个OQAM符号来说，时间上存在7/28＝25％的开销。

发明内容

一种执行正交频分复用(OFDM)/偏移正交幅度调制(OQAM)的实施例方法包括获取数据突发。所述方法包括对所述数据突发执行加权循环卷积滤波调制以产生输出信号。所述方法还包括第一无线设备向第二无线设备发送所述输出信号。

另一种执行OFDM/OQAM的实施例方法包括第一无线设备接收来自第二无线设备的输入信号。所述方法还包括对所述输入信号执行加权循环卷积解调滤波以产生数据突发。

一种实施例第一无线设备包括处理器和存储由所述处理器执行的程序的计算机可读存储介质。所述程序包括执行以下操作的指令：获取数据突发，对所述数据突发执行加权循环卷积滤波调制以产生输出信号，以及向第二无线设备发送所述输出信号。

上述内容广泛地列出了本发明实施例的特征，因而能更好地理解下文对本发明的详细描述。本发明实施例的其他特征和优点将在后文中描述，这些特征和优点形成本发明权利要求书的主题。本领域技术人员应理解，所述概念和具体实施例可方便地作为改进或设计其他结构或过程的基础，执行与本发明相同的目的。本领域技术人员还应理解，这些等价结构也不背离所附权利要求书所述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：

图1示出了用于传送数据的无线网络的图；

图2示出了实施例线性卷积正交频分复用(OFDM)/偏移正交幅度调制(OQAM)调制器；

图3示出了线性卷积OFDM/OQAM信号；

图4示出了另一线性卷积OFDM/OQAM信号；

图5示出了实施例OFDM/OQAM调制器多相结构；

图6示出了实施例OFDM/OQAM解调器多相结构；

图7示出了实施例加权循环卷积OFDM/OQAM调制器；

图8示出了加权循环卷积OFDM/OQAM调制；

图9示出了加权循环卷积OFDM/OQAM调制；

图10示出了加权循环卷积OFDM/OQAM调制；

图11示出了加权循环卷积OFDM/OQAM调制；

图12示出了加权循环卷积OFDM/OQAM调制；

图13示出了加权时间加窗；

图14示出了加权循环卷积OFDM/OQAM调制的实施例方法的流程图；

图15示出了执行裁剪和位移的实施例方法的流程图；

图16示出了加权循环卷积OFDM/OQAM解调的实施例方法的流程图；

图17示出了加权循环卷积之后的OFDM/OQAM信号；

图18示出了另一实施例OFDM/OQAM调制器多相结构；

图19示出了另一实施例OFDM/OQAM解调器多相结构；

图20示出了功率频谱密度(PSD)对基带频率的图；

图21示出了PSD对基带频率的另一图；

图22示出了通过时变信道发送的传输突发；

图23示出了为高移动性UE保存传输块的边缘OQAM符号；以及

图24示出了实施例通用计算机系统的方框图。

除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。

具体实施方式

首先应理解，尽管下文提供一项或多项实施例的说明性实施方案，但所公开的系统和/或方法可使用任何数目的技术来实施，无论该技术是当前已知还是现有的。本发明决不应限于下文所说明的说明性实施方案、附图和技术，包括本文所说明并描述的示例性设计和实施方案，而是可在所附权利要求书的范围以及其等效物的完整范围内修改。

正交频分复用(OFDM)/偏移正交幅度调制(OQAM)是一种多载波传输技术，其由于传输突发两端处的传输时间或尾部而产生了开销。在示例中，OFDM/OQAM表示为具有一组频率调制版本的原型滤波器的输入上采样OQAM序列的线性卷积。可以使用产生滤波开销的线性卷积滤波器。在一个示例中，使用硬截断来减少开销。硬截断完全消除开销。然而，硬截断通过使符号的脉冲波形变形在OQAM符号上产生符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)，这些符号被调制接近于信号的时间边缘，从而使它们非正交。此外，OFDM/OQAM信号的频谱旁瓣衰减在信号的边缘处受到来自突变过渡的截断的负面影响。截断在频谱旁瓣和信号矢量幅度误差(EVM)方面都存在问题。

在实施例中，加权循环卷积滤波用于减少OFDM/OQAM中的开销。通过循环卷积滤波，一系列的加权数据块作为OFDM/OQAM调制的输入。确定权重，使得调制器的输出是周期性的。这等同于调制器和解调器中的加权循环卷积。

图1示出了用于传送数据的网络100。网络100包括拥有覆盖区域106的通信控制器102，多个用户设备(UE)，包括UE104和UE105，以及回程网络108。描述了两个UE，但是可以存在更多的UE。通信控制器102可以是能够通过，尤其是建立与UE104和UE105的上行(虚线)和/或下行(点先)连接提供无线接入的任何部件，例如基站、增强型基站(eNB)、微微蜂窝基站、毫微微蜂窝基站和其他启用无线的设备。UE104和UE105可以是能够建立与通信控制器102的无线连接的任何部件，例如移动电话、智能电话、平板电脑、传感器等。回程网络108可以是允许数据在通信控制器102和远端(未示出)之间交换的任何组件或组件的集合。在一些实施例中，网络100可包括各种其他无线设备，例如中继器、毫微微蜂窝基站等。

图2示出了线性卷积调制方法的流程图。输入数据突发D由线性卷积OFDM/OQAM调制器130进行线性卷积以产生输出信号s(t)。示例数据突发由下式给出：

其中各列对应于频率，而各行对应于时间。在数据突发D中，时间上存在2M个子载波和N个符号。

图3示出了输出信号s(t)，由曲线142示出。为了说明而扩大了该曲线。曲线142具有长度各为LT/2的尾部144。曲线142的总时间由下式给出：

$(N+2L-1)\×\frac{T}{2}.$

然而，希望曲线142的时间减至：

$N\×\frac{T}{2}.$

图4示出了另一输出信号|s(t)||s(t)|对时间的更实际的图，由曲线262示出。曲线262包含开销264。

在线性卷积调制中，在一组实正交脉冲波形上调制一系列OQAM符号。脉冲波形通过在时间和频率上位移对称的实值原型滤波器p(t)来获得。对于连续时间OFDM/OQAM信号来说，调制器输出可写作：

$\begin{array}{c}s\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=-\mathrm{\∞}}^{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{M-1}{d}_{2k,2n}p(t-nT)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\left(2k\right)t}{T}}\\ +j\·d_{2k,2n+1}p(t-\frac{T}{2}-nT)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\left(2k\right)t}{T}}\\ +j\·d_{2k+1,2n}p(t-nT)e^{\frac{j2\mathrm{\π}(2k+1)t}{T}}\\ +d_{2k+1,2n+1}p(t-\frac{T}{2}-nT)e^{\frac{j2\mathrm{\π}(2k+1)t}{T}}\end{array}.$

实值星座点由d_k,n给出。实值星座点可以是，例如脉冲幅度调制(PAM)符号或正交幅度调制(QAM)符号的实部或虚部。子载波的数目是2M，子载波间隔是1/T，以及两个连续OQAM符号之间的时间间隔是T/2。实正交性意味着：

其中：

OFDM/OQAM传输的离散时间公式通过以下采样周期对连续时间信号进行采样来实现：

$T_S=\frac{T}{2M}.$

即：

图5示出了OFDM/OQAM调制器多相结构110，其可用于实施OFDM/OQAM调制。输入数据点为d_k,n，其中k表示子载波，n表示时间上的符号。在乘法器块112中将输入与j^n+k相乘。这时，IFFT块114，2M点IFFT，执行IFFT。IFFT块114之后，线性卷积滤波器116使用转换函数G_k(z²)执行线性卷积。扩展块118将线性卷积滤波器116的输出扩大M倍。然后扩展块118的输出由时移块120进行时移，并由加法器122进行相加以产生输出信号s(n)。

图6示出了OFDM/OQAM解调器多相结构150。时移块152对接收到的信号进行时移。然后抽取器块154对时移的信号进行抽取。滤波器块156使用滤波器G_k(z²)对抽取的输出进行滤波。滤波器块156可以一组滤波器，每个滤波器将线性卷积应用于它的输入信号。接下来，IFFT块158对滤波的信号执行2M点IFFT。然后在乘法块160中，将IFFT块158的输出与(-j)^n+k相乘。最后，实提取器块162提取实部以产生输出

尽管OFDM/OQAM信号表示为无限的一系列OQAM符号，但实际上，该序列的长度是有限的。事实上，延迟考虑产生一个不是很长的传输突发。另一方面，原型滤波器的长度至少为4T以满足具有可接受近似值的实正交性条件，同时具有合理的频谱旁瓣性能。因此，对于长度为N突发的OQAM符号来说，在以下时间上可能存在一个开销比：

$\frac{(4T-\frac{T}{2})}{\frac{NT}{2}}=\frac{7}{N}.$

图4所示为OFDM/OQAM信号，具有N＝28个OQAM符号的突发和25％的开销。

因每个多相滤波器的线性卷积及其之后的时移带来的尾部聚合产生调制信号s(n)的总开销。增加加权循环卷积会在不增加ICI/ISI的情况下消除OFDM/OQAM信号的开销。当OQAM信号突发的长度是奇数时，在多相滤波器中使用传统循环卷积会破坏OFDM/OQAM信号的实正交性。因此，传统循环卷积产生ICI/ISI，尤其是在时域信号边缘周围调制的符号上。

OFDM/OQAM调制器是一种线性时变系统，因为因子为M的上采样和因子为j^n+k的乘法。事实上，如果s(n)是用于输入信号的调制器的输出：

$d\left(n\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\[d_{0,n},...,d_{2M-1,n}\]}^T,$

用于输入信号的调制器的输出：

d(n-n_o)

可以显示为：

j^nοs(n-n_οM)，

或者，在连续时域中为：

假设d(n)是长度为N的实OQAM信号的突发，即：

$d\left(n\right)=0,n\∉\{0,...,N-1\},$

以及调制器被输入d(n)的加权模-N循环版本。即：

其中α_i是实值权重，调制器的输出由下式给出：

$S_c\left(t\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\mathrm{\α}}_i{j}^{iN}s(t-\frac{iNT}{2}).$

可以获得加权系数α_i，使得当N是偶数时，s_c(t)的周期是NT/2，当N是奇数时，周期是2NT。当N是奇数时，s_c(t)不能按周期为NT/2计算，因为加权系数限于实值。然而，可以选择α_i，使得s_c(t)在间隔2NT中构造。

图7示出了加权循环卷积滤波，其可应用于OFDM/OQAM。输入数据突发D乘以系数α_i并进行位移以产生…α_-1D α₀D α₁D α₂D…。因子α_i是选择的实系数，因此x(t)是周期性或结构化的。理论上，存在无限个α_i因子，但是实际上，使用有限数目的α_i因子。然后，相乘和位移后的波形由线性卷积OFDM/OQAM调制器170进行线性卷积。因此，产生的输出为：

$x\left(t\right)=\underset{i=-\mathrm{\∞}}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_i{j}^{iN}s(t-{\mathrm{iT}}_N),$

其中该输出x(t)准备用于传输。

图8示出了x(t)生成的示例。该传输是周期性的，长度为T_N。四条位移的曲线，曲线182、曲线184、曲线186和曲线188相加在一起。曲线182由因子α_-1j^-N生成，曲线184由因子α₀生成，曲线186由因子α₁j^N生成，曲线188由因子α₂j^2N生成。当只发送周期性部分T_N时，可基于该周期性重构原始信号。

当N是偶数时，可以实现具有周期为T_N的周期性x(t)。当N模4等于0时，α_i＝1，当N模4等于2时，α_i＝(-1)ⁱ。在两种情况下，波形是周期性的，周期为：

$T_N=N\×\frac{T}{2}.$

因此：

x(t+T_N)＝x(t)，

以及：

$x_{even}\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=-\mathrm{\∞}}^{+\mathrm{\∞}}s(t-{\mathrm{iT}}_N).$

图9示出了示例波形结构190，其中波形的周期是TN/2，N为偶数。

图10示出了当N为偶数时用于调制的实施方式210。如图9中，原始波形被位移并相加了四次。然后将得出的波形进行裁剪。当N较大时，例如N≥2L-1，当原型滤波器的长度是LT时，执行两次迭代。当N较小时，例如N＜2L-1，可执行两次以上迭代。

当N是奇数时，可以选择乘法因子，使得波形具有特殊的结构。该结构的周期是4T_N。然而，由于该结构，整个波形可从NT/2的时间间隔中恢复。当N模4等于1时，α_i＝1，以及当N模4等于3时，α_i＝(-1)ⁱ。图11示出了波形结构200，其中：

$\begin{array}{c}{x}_{odd}\left(t\right)=\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}s(t-4{\mathrm{iT}}_N)+\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}j\×s(t-4{\mathrm{iT}}_N-T_N)+\\ \underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}(-1)\×s(t-4{\mathrm{iT}}_N-2T_N)+\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}(-j)\×s(t-4{\mathrm{iT}}_N-3T_N)\end{array},$

这是一个周期为2NT的周期性信号。

可以表明：

x_odd(t+T_N)＝j×x_odd(t)，

x_odd(t+2T_N)＝(-1)×x_odd(t)，

x_odd(t+3T_N)＝(-j)×x_odd(t)，以及

x_odd(t+4T_N)＝x_odd(t)。

根据该结构，原始波形可以从间隔T_N中恢复。在示例中，上述第一方程式的证明如下：

$\begin{array}{c}j\×x_{odd}\left(t\right)=\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}j\×s(t-4{\mathrm{iT}}_N)+\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}(-1)\×s(t-4{\mathrm{iT}}_N-T_N)+\\ \underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}(-j)\×s(t-4{\mathrm{iT}}_N-2T_N)+\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}s(t-4{\mathrm{iT}}_N-3T_N)\end{array}.$

这等于：

$\begin{array}{c}j\×x_{odd}\left(t\right)=\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}s(t+T_N-4(i+1\left)T_N\right)+\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}j\×s(t+T_N-4{\mathrm{iT}}_N-T_N)+\\ \underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}(-1)\×s(t+T_N-4{\mathrm{iT}}_N-2T_N)+\underset{\mathrm{i=-}\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}(-j)\×s(t+T_N-4{\mathrm{iT}}_N-3T_N)\end{array}.$

因此：

j×x_odd(t)＝x_odd(t+T_N)。

图12示出了当N为奇数时用于调制的实施方式220。对波形进行位移并乘以1、j、-1和-j。保留部分NT/2用于传输。

由于时域中存在尖锐信号边缘，加权循环卷积OFDM/OQAM的频谱旁瓣性能比线性卷积OFDM/OQAM的差。加权时域加窗可用于在信号的边缘上对转变进行平滑处理。由于时间加窗通过将两个平滑转变的窗口附加到加权循环卷积OFDM/OQAM信号的开始和结尾来执行，所以不会造成信号失真。图13示出了展示加权时域加窗的图300。

当N是偶数时，信号302开始处的一部分长度0.5T_w附加到它的结尾304。类似地，信号306结尾处的一部分长度0.5T_w附加到它的开始308。这样确保了信号在其边缘的连续性。然后，长度为T_w的合适滚动窗口，例如升余弦窗口，应用于信号开始和结尾处的附加部分。

当N为奇数时，信号302开始处的一部分长度0.5T_w首先乘以j，然后附加到它的结尾304。另外，信号306结尾处的一部分长度0.5T_w首先乘以-j，然后附加到它的开始308。这时，将加窗应用于信号。

图14示出了执行OFDM/OQAM调制方法的流程图230。首先，在步骤232中，执行线性卷积调制。例如，可以如图5中的OFDM/OQAM调制器多相结构110所示执行线性卷积调制。

接着，在步骤234中，对线性卷积调制输出执行裁剪和位移。通过波形位移和相加，创建周期性或结构化波形。然后将该波形裁剪为较小部分用于传输。由于裁剪之前波形是周期性和结构化的，所以原始波形可从裁剪的波形中恢复。如果原型滤波器时长为LT，s(t)具有如下时长：

$\frac{(N-1)T}{2}+LT.$

这时：

其中是≥x的最小整数。开销消除的信号从s(t)中获取。当N是偶数时：

$s_{out}\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{i_{\max }-1}s(t+\frac{iNT}{2})$

其中：

$0\≤t\≤\frac{NT}{2}.$

当N是奇数时：

$s_{out}\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{i_{\max }-1}{(-j)}^i\·s(t+\frac{iNT}{2})$

其中：

$0\≤t\≤\frac{NT}{2}.$

最后，在步骤236中，发送裁剪的波形。在一个示例中，通信控制器向UE发送该波形。在另一个示例中，该波形从UE发送到通信控制器。

图15示出了执行裁剪和位移方法的流程图240。首先，在步骤242中，将波形与系数α_i相乘。

然后，在步骤244中，将波形位移i并与原始波形相加。

接着，在步骤246中，设备确定是否存在更多迭代。当存在更多迭代时，该方法前进到步骤242以再次与波形相加和位移。当不存在更多迭代时，该方法前进到步骤248，其中对波形进行裁剪。裁剪的波形包含足够的信息用于恢复原始波形。

在步骤249中，可执行加权时域加窗。加权时域加窗导致传输时间平滑地变为零。增加一些时间，并使用加权时域加窗。然而，增加的时间相对较少。

图16示出了OFDM/OQAM解调方法的流程图250，其中使用了循环卷积滤波。首先，在步骤252中，接收已经使用循环卷积滤波进行调制的消息。在一个示例中，UE接收来自通信控制器的消息。在另一个示例中，通信控制器接收来自UE的消息。

接着，在步骤254中，将加权附加应用于波形。当N是偶数时，原始信号可通过模NT/2循环接收器来重构。信号时长为：

$\frac{(N-1)T}{2}+LT.$

当N是偶数时，进行i_max

s_in(t)＝[s_out(t)|s_out(t)|…|s_out(t)]。

当N是奇数时，进行i_max

s_in(t)＝[s_out(t)|js_out(t)|-s_out(t)|-js_out(t)|…]。

此外，可去除加权时域加窗。

在步骤256中执行线性卷积解调。可通过例如使用图6所示的OFDM/OQAM解调器多相结构150执行线性卷积解调。可以将所得信号通过解调器传递来获取在理想的无噪声信道中，由于OFDM/OQAM的实正交性，其中n＝0,…,N-1。

图17示出了信号的开销消除版本对使用加权循环卷积OFDM/OQAM的时间的图，由曲线292示出。

在另一示例中，OFDM/OQAM调制器和解调器中的多相滤波器使用模-N加权循环卷积滤波器代替。时移使用模-N M加权循环时移代替。

图18示出了OFDM/OQAM调制器多相结构330，其可用于OFDM/OQAM循环卷积调制。输入为d_k,n，其中k表示子载波，n表示时间上的符号。在乘法器块112中将输入与j^n+k相乘。这时，IFFT块114对相乘的值执行IFFT。IFFT块114之后，模-N滤波器332通过转换函数G_k(z²)执行加权循环卷积。模-N滤波器的输入是x(n)，输出是y(n)。当N是偶数时：

当N是奇数时：

扩展块118将滤波的波形扩大M倍。模-M N时移块334D_MN对输出进行时移，然后由加法器122相加。模-M N时移块334的输入是a(n)，输出是b(n)。当N是偶数时：

当N是偶数时：

图19示出了OFDM/OQAM调制器多相结构340，其可用于OFDM/OQAM解调和循环卷积调制。接收到的信号s(n)由模-N M时移块342D_MN进行时移。然后，时移的信号由抽取器块154进行抽取。滤波器块344使用G_k(z²)滤波抽取的输出。接着，IFFT块158执行2M点IFFT。然后在乘法块160中将输出与(-j)^n+k相乘。最后，实提取器块162提取实部。

图20和21示出了以分贝(dB)为单位的功率频谱密度(PSD)对以MHz为单位的基带频率的图。两个OQAM符号用于生成这些图以评估边缘符号的加权循环卷积OFDM/OQAM调制的性能。使用子载波间隔为15kHz的600个子载波，其等同于具有近似66.67μs的时长T的OQAM符号。使用的原型滤波器是长度为4T的根升余弦，滚动因子β＝1。对于时间加窗，附图20中的图310使用的加窗长度为T_w＝T/2，而附图21中的图320使用的加窗长度为T_w＝T/4。两个图都将时域加窗加权循环卷积OFDM/OQAM信号的PSD与具有和不具有截断的线性卷积OFDM/OQAM信号的PSD进行对比。对于截断，保留信号中间的一部分长度

$\frac{NT}{2}+T_w=T+T_w,$

并截断剩余长度。T_w加窗应用于截断的信号。该加窗在牺牲信号失真的情况下提高了截断信号的频谱旁瓣性能。

图20示出了加窗长度为T_w＝T/2的图310。曲线312(由虚线表示)所示为具有截断的PSD，曲线314(由独立虚线表示)所示为具有线性卷积的PSD，曲线316(由实线表示)所示为具有加权循环卷积和加窗的PSD，以及曲线318(由独立实线表示)所示为具有截断和加窗的PSD。计算这四条曲线的解调的OQAM星座点的矢量误差幅度(EVM)。对于线性卷积，EVM为-69.47dB；对于循环卷积和加窗，EVM为-43.83dB；对于截断，EVM为-30.77dB；对于截断和加窗，EVM为-21.46dB。

图21示出了加窗长度为T_w＝T/4的图320。曲线322(由虚线表示)所示为具有截断的PSD，曲线324(由独立虚线表示)所示为具有线性卷积的PSD，曲线326(由实线表示)所示为具有加权循环卷积和加窗的PSD，以及曲线328(由独立实线表示)所示为具有截断和加窗的PSD。计算这些曲线的解调的OQAM星座点的EVM。对于线性卷积，EVM为-69.47dB；对于循环卷积和加窗，EVM为-43.83dB；对于截断，EVM为-20.16dB；对于截断和加窗，EVM为-17.11dB。

对于两个图来说，加窗加权循环卷积信号的PSD非常接近于线性卷积信号的PSD，并且在接近方面优于主瓣。相比于截断和加窗，线性卷积信号的低劣旁瓣性能及其低劣性能是因为原型滤波器的截断，其导致旁瓣的产生。增加原型滤波器长度可以提高旁瓣性能。

关于加权循环卷积OFDM/OQAM调制的性能的一种潜在问题涉及高移动性UE。高移动性UE是足够移动的具有传输突发上的时变传输信道的UE。由于传输信道中存在变化，所以在接收器处进行加权附加之后(例如，图16的步骤254)，信道不连续性会出现在高移动性UE的传输突发的边缘处。例如，图22示出了在高移动性UE的时变传输信道400上发送的加权循环卷积OFDM/OQAM调制传输突发402.在接收器处，在传输突发402(由箭头404表示)的加权附加之后，不连续性406因存在时变传输信道400而出现在传输突发402的边缘处。不连续性406会在传输块边缘处的OQAM符号上产生ISI/ICI。处于边缘位置的OQAM符号上的ISI/ICI尤其会在高信噪比(SNR)通信状况下成为高移动性UE的问题，因为在低SNR状况下，加性白高斯噪声(AWGN)比ISI/ICI更有优势。

高移动性UE在传输块边缘的ISI/ICI可以通过将传输块边缘处的符号保存为保护符号来解决。也就是说，高移动性UE的传输块的两个边缘处的OQAM符号上不发送任何东西。图23示出了高移动性UE的保护符号的实施方式。高移动性UE的传输块408包括时频域中的多个OQAM符号410。传输块408(即，OQAM符号410’)的边缘处的OQAM符号保存为保护符号410’，而且符号410’上不发送任何东西。因此，这些边缘位置上的ISI/ICI可以避免。由于保护符号仅保存用于高移动性UE，而高移动性UE通常是网络中一小部分UE，网络中频谱效率丢失可能非常小或可忽略。此外，保护符号对于网络中不是高移动性的其他UE来说是透明的并且不影响其他UE。在各种替代性实施例中，保护符号的实施方式可能仅应用于高SNR通信状况中的高移动性UE。

提出的开销消除技术优于截断方法。提出的技术与线性卷积OFDM/OQAM信号之间的EVM差异是因为原型滤波器的非理想性。事实上，由于原型滤波器是根升余弦滤波器的截断版本，所以它几乎是正交的。因此，线性卷积信号中甚至存在残余的ISI/ICI。由于提出的开销消除操作保留了无限长度突发中间的一部分信号，所以它总是比线性卷积信号的边缘OQAM符号产生更多的残余ISI/ICI。该残余干扰可以通过增加原型滤波器长度来消除以使它更正交。

图24示出了处理系统270的方框图，该处理系统可用于实施本文所公开的设备和方法。特定设备可利用所有示出的组件，或仅组件的子集，集成水平随设备的不同而改变。此外，设备可包含组件的多个实例，例如多个处理单元、处理器、存储器、发射器、接收器等。处理系统可包括配备有麦克风、鼠标、触摸屏、小键盘、键盘等一个或多个输入设备的处理单元。此外，处理系统270可配备有一个或多个输出设备，例如扬声器、打印机、显示器等。处理单元可包括中央处理器(CPU)274、存储器276、大容量存储设备278、视频适配器280和连接到总线的I/O接口288。

总线可以是任意类型的若干总线架构中的一个或多个，包含存储总线或存储控制器、外设总线、视频总线等。CPU274可包括任意类型的电子数据处理器。存储器276可包括任意类型的系统存储器，例如静态随机存取存储器(SRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、只读存储器(ROM)及它们的组合等。在实施例中，存储器可包括开机时使用的ROM以及执行程序时用于程序和数据存储的DRAM。

大容量存储设备278可包括任意类型的存储设备，用于存储数据、程序和其他信息以及使数据、程序和其他信息通过总线可访问。大容量存储设备278可包括，例如一个或多个固态驱动器、硬盘驱动器、磁盘驱动器、光盘驱动器等。

视频适配器280和I/O接口288提供接口以将外部输入和输出设备耦合至处理单元。如上所示，输入和输出设备的示例包括耦合至视频适配器的显示器和耦合至I/O接口的鼠标/键盘/打印机。其他设备可耦合至处理单元，以及可使用额外或少量接口卡。例如，串行接口卡(未示出)可用于为打印机提供串行接口。

处理单元还包括一个或多个网络接口284，其可包括有线链路，例如以太网电缆等等，和/或无线链路以接入节点或不同网络。网络接口284允许处理单元通过网络与远程单元通信。例如，网络接口可通过一个或多个发射器/发射天线和一个或多个接收器/接收天线提供无线通信。在实施例中，处理单元耦合至局域网或广域网进行数据处理并与其他处理单元、互联网、远程存储设施等等远程设备通信。

虽然本发明中已提供若干实施例，但应理解，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本发明所公开的系统和方法可以以许多其他特定形式来体现。本发明的实例应被视为说明性而非限制性的，且本发明并不限于本文本所给出的细节。例如，各种元件或部件可以在另一系统中组合或合并，或者某些特征可以省略或不实施。

此外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可以与其它系统、模块、技术或方法进行组合或合并。展示或论述为彼此耦合或直接耦合或通信的其它项也可以采用电方式、机械方式或其它方式通过某一接口、设备或中间部件间接地耦合或通信。其他变化、替代和改变的示例可以由本领域的技术人员在不脱离本文精神和所公开的范围的情况下确定。

Claims (23)

1.一种用于执行正交频分复用(OFDM)/偏移正交幅度调制(OQAM)的方法，其特征在于，所述方法包括：

获取数据突发；

对所述数据突发执行加权循环卷积滤波调制以产生输出信号；以及

第一无线设备向第二无线设备发送所述输出信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，执行加权循环卷积滤波包括：

对所述数据突发执行线性卷积滤波以产生线性卷积信号；以及

对所述线性卷积信号执行裁剪和位移以产生所述输出信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，执行加权循环卷积滤波包括：

将所述数据突发的多个分量乘以多个乘法因子以产生多个相乘的因子；

对所述多个相乘的因子执行快速傅里叶反变换(IFFT)以产生包括多个变换分量的变换信号；

滤波所述多个变换分量以产生多个滤波分量；

扩展所述多个滤波分量以产生多个扩展分量；

在时间上位移所述多个滤波分量以产生多个时移分量；以及

合计所述多个时移分量以产生所述线性卷积信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，执行加权循环卷积滤波调制包括：

将所述数据突发的多个分量乘以多个乘法因子以产生多个相乘的因子；

对所述多个相乘的因子执行快速傅里叶反变换(IFFT)以产生多个变换分量；

对所述多个变换分量执行模-N加权循环卷积以产生多个滤波分量；

扩展所述多个滤波分量以产生多个扩展分量；

在时间上将所述滤波分量延迟多个模-N M加权循环延迟以产生多个时移分量；以及

合计所述多个时移分量以产生所述输出信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，执行加权循环卷积滤波包括：

将所述数据突发的第一波形乘以两个或多个系数以产生多个相乘的波形；

将所述多个相乘的波形中的每个在时间上位移相应时间偏移以产生多个时移波形，其中所述相应时间偏移是多个时间偏移中的一个；以及

合计所述多个时移波形以产生相加的波形。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，将所述数据突发的所述第一波形乘以两个或多个系数以产生多个相乘的波形包括将所述第一波形乘以系数i_max，其中i_max是由下式表示的整数：

其中所述数据突发具有N个OFDM/OQAM符号，N是整数，原型滤波器的长度是LT。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，进一步包括裁剪所述相加的波形以产生所述输出信号，其中所述数据突发具有N个OFDM/OQAM符号，N是整数，OFDM/OQAM符号之间的时间间隔是T/2。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，裁剪所述相加的波形包括在时间间隔为N乘以T/2内裁剪所述相加的波形。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，将所述多个相乘的波形中的每个在时间上位移相应时间偏移包括将所述多个相乘的波形中的第一个位移NT/2，将所述多个相乘的波形中的第二个位移NT，以及将所述多个相乘的波形中的任意其他相乘的波形位移前一时间偏移加上NT/2，其中所述前一时间偏移是应用于紧接着相应附加相乘的波形之前的相乘的波形的时间偏移。

10.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述两个或多个系数为1。

11.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当N为偶数时，所述两个或多个系数在1、-j、-1和j之间交替。

12.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，执行加权循环卷积滤波包括执行加权时域加窗。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，执行加权时域加窗包括：

通过以下方式产生具有第一附加部分和第二附加部分的附加波形：

在所述波形的尾部附加所述数据突发的波形的开始部分以产生第一附加部分；以及

在所述波形的所述开始部分附加所述波形的所述尾部以产生第二附加部分；以及

将所述第一附加部分乘以滚动窗以及将所述第二附加部分乘以所述滚动窗以产生所述输出信号。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述滚动窗为根升余弦窗。

15.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一无线设备为通信控制器，以及所述第二无线设备为用户设备。

16.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一无线设备为用户设备，以及所述第二无线设备为通信控制器。

17.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括当所述第一无线设备或所述第二无线设备为高移动性用户设备时，将传输块的边缘处的OQAM符号保存为保护符号，其中发送所述输出信号包括在所述传输块上发送所述输出信号。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，发送所述输出信号进一步包括在所述保护符号上不发送任何东西。

19.一种用于执行正交频分复用(OFDM)/偏移正交幅度调制(OQAM)的方法，其特征在于，所述方法包括：

第一无线设备从第二无线设备接收输入信号；以及

在所述输入信号上执行加权循环卷积解调滤波以产生数据突发。

20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，对所述数据突发执行加权循环卷积滤波解调包括：

对所述输入信号执行加权附加以产生附加信号；以及

对所述附加信号执行线性卷积解调以产生所述数据突发。

21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，执行线性卷积解调包括：

时移所述附加信号以产生多个时移信号；

下移所述多个时移信号以产生多个下移信号；

滤波所述多个下移信号以产生多个滤波信号；

对所述多个滤波信号执行快速傅里叶反变换(IFFT)以产生多个变换信号；

将所述多个变换信号乘以多个乘法因子以产生多个相乘的信号；以及

提取所述多个相乘的信号的实部。

22.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，对所述数据突发执行加权循环卷积滤波包括：

将所述输入信号延迟模-N M加权循环延迟以产生多个时移信号；

下移所述多个时移信号以产生多个下移信号；

对所述多个下移信号执行模-N加权循环卷积以产生多个滤波信号；

对所述多个滤波信号执行快速傅里叶反变换(IFFT)以产生多个变换信号；

将所述多个变换信号乘以多个乘法因子以产生多个相乘的信号；以及

提取所述多个相乘的信号的实部。

23.一种第一无线设备，其特征在于，包括：

处理器；以及

存储由所述处理器执行的程序的计算机可读存储介质，所述程序包括执行以下操作的指令：

获取数据突发；

对所述数据突发执行加权循环卷积滤波调制以产生输出信号；以及

向第二无线设备发送所述输出信号。