CN104967320B - 一种非对称占空比的全桥变换器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种非对称占空比的全桥变换器控制方法，全桥中的左右桥臂的上下开关管是互补导通的，但每个开关管导通占空比不为0.5，即上下开关管的占空比是非对称的；同时，每个周期内，变压器原边的状态顺序为+1、‑1、0，也即变压器原边的电压顺序为Vin、‑Vin、0；此外，输出整流不通过电感滤波直接与负载相连。本发明能够有效地缩短变压器原边漏感电流下降的时间，抑制功率的回流，减小无功功率，明显提高系统的效率。

Description

一种非对称占空比的全桥变换器控制方法

技术领域

本发明涉及一种非对称占空比的全桥变换器控制方法，主要应用于中大功率的全桥变换电路。

背景技术

隔离DC-DC变换器是一种既能实现电压变化又能实现电气隔离的DC-DC变换拓扑，除了用于电动汽车外，它在分布式发电、储能系统、可再生能源发电以及通讯航天等领域有广阔的应用前景。在分布式发电系统中，应用于燃料电池电站、军用移动电源和混合能源管理系统等。在储能系统的应用中，应用于蓄电池储能系统、超级电容储能系统、超导储能系统和飞轮储能系统等。在可再生能源系统中，应用于风能、太阳能发电等系统。在通讯和航天应用中，用于具有功率因数校正功能的通讯电源、应急电源和航天电源等。而在隔离DC-DC变换器中，应用最广泛的就是全桥变换器。尤其是在中大功率场合，全桥变换器的应用相当广泛。而常见的全桥变换器的控制方法为移相控制，移相控制法虽然能很好的实现软开关等，但其一大突出的问题就是会产生很大的功率回流，影响变换器的工作效率。

发明内容

本发明针对全桥变换器应用中经常会产生较多功率回流的现象，也即产生较多无功功率的情况进行了改进，提出了一种非对称占空比的全桥变换器控制方法，能够有效地缩短变压器原边漏感电流下降的时间，明显降低无功功率的产生，提高系统的工作效率。

本发明的技术方案如下：

一种非对称占空比的全桥变换器控制方法，使全桥电路中的第一桥臂的上开关管和下开关管的导通占空比不相等、第二桥臂的上开关管和下开关管的导通占空比也不相等；并且第一桥臂的上开关管和第二桥臂的上开关管的导通占空比相等、第一桥臂的下开关管和第二桥臂的下开关管的导通占空比相等；在单个周期内，变压器的包括漏感与串联电感之和在内的原边的状态顺序为+1、-1、0，即变压器原边的电压顺序为Vin、-Vin、0，其中Vin>0为输入电压；变压器副边经过整流单元后不通过电感滤波直接与负载相连。

所述控制方法的一个控制周期分为连续的五个阶段，其中：

第一阶段：t₀<t<t₁；

在t₀时刻，第一开关管和第四开关管导通，第二开关管和第三开关管关断；电感电流iL从零开始以恒定速率上升，并在t₁时刻达到最大值iLmax1；输入电压Vin加在变压器原边ab端，Vab＝Vin，变压器工作在+1状态；变压器副边cd端的电压为输出电压，Vcd＝Vo；变压器变比为n，电感上的电压VL＝Vin-nVo；输入功率Pin随着电感电流iL的增大而增大；

第二阶段：t₁<t<t₂；

在t₁时刻，第一开关管和第四开关管关断，第二开关管和第三开关管导通；电感电流iL开始下降，但仍为正，电流流经第二开关管和第三开关管的反并联二极管形成回路，给输入电压源充电；变压器原边ab端电压为负输入电压，Vab＝-Vin，变压器工作在-1状态；变压器副边cd端电压依旧为输出电压，Vcd＝Vo；电感上的电压VL＝-Vin-nVo，使得电感电流iL迅速下降，在t₂时刻降为0；由于Vab＝-Vin<0，导致输入功率Pin<0，产生功率回流；

第三阶段：t₂<t<t₃；

在本阶段，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的状态保持与第二阶段一致；电感电流iL从零开始以恒定速率上升，并在t₃时刻达到负的最大值-iLmax2，由于上升时间相差了一个t₂-t₁，iLmax2<iLmax1；变压器原边ab端电压依旧为负输入电压，Vab＝-Vin，变压器工作在-1状态；变压器副边cd端电压变为负输出电压，Vcd＝-Vo；电感上的电压VL＝nVo-Vin；输入功率Pin随着电感电流iL绝对值的增大而增大；

第四阶段：t₃<t<t₄；

在t₃时刻，第二开关管和第四开关管关断，第一开关管和第三开关管导通；电感与变压器原边形成一个回路，电感电流iL绝对值开始减小；变压器原边ab端电压Vab＝0，变压器工作在0状态；变压器副边cd端电压依旧为负输出电压，Vcd＝-Vo；电感上的电压VL＝nVo，使得电感电流iL绝对值迅速下降，在t₄时刻降为0；由于nVo小于-Vin-nVo的绝对值，下降时间t₄-t₃>t₂-t₁；由于Vab＝0，导致输入功率Pin＝0，没有产生功率回流或者环流；

第五阶段：t₄<t<t₅；

在本阶段，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的状态保持与第四阶段一致；全桥变换器停止工作，各个参数均为0，变压器不工作。

上述电感为变压器漏感与串联电感之和。

上述电感电流iL在第三阶段上升的恒定速率与第一阶段的恒定速率值相同。

本发明的有益技术效果是：

本发明公开的此种非对称占空比控制方法能够有效地缩短变压器原边漏感电流下降的时间，抑制功率的回流，相对于常见的全桥控制方法移相控制来说，有效减小了无功功率，明显提高了系统的效率。

附图说明

图1是本发明选用的一种典型全桥变换器主电路。

图2是图1所示主电路的各个关键波形。

图3是图1所示主电路第一阶段工作模态示意图。

图4是图1所示主电路第二阶段工作模态示意图。

图5是图1所示主电路第三阶段工作模态示意图。

图6是图1所示主电路第四阶段工作模态示意图。

图7是图1所示主电路第五阶段工作模态示意图。

图8是仿真得到的电感电流iL、变压器原副边电压Vab和Vcd波形。

图9是仿真得到的输入功率Pin的波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。

图1是本发明选用的一种典型全桥变换器主电路。图1中，全桥的左右两个桥臂的上下开关管是互补导通的，但上下开关管的导通占空比是不相等的，即上下开关管的占空比是非对称的，也就意味着每个开关管导通占空比不为0.5。具体来说，即左桥臂的上开关管Q₁和下开关管Q₂的导通占空比不相等，右桥臂的上开关管Q₃和下开关管Q₄的导通占空比也不相等。但是需要满足，左桥臂的上开关管Q₁和右桥臂的上开关管Q₃的导通占空比相等，左桥臂的下开关管Q₂和右桥臂的下开关管Q₄的导通占空比相等。同时，在单个周期内，变压器原边的状态顺序为+1、-1、0，也即变压器原边的电压顺序为Vin、-Vin、0。另外，变压器副边经过整流单元后不通过电感滤波直接与负载相连。图1所示主电路的各个关键波形参见图2。

图1所示主电路的一个控制周期分为连续的五个阶段，各个阶段的工作模态参见图3～图6。

如图3所示，第一阶段：t₀<t<t₁

在t₀时刻，第四开关管Q₄零电流开通，第三开关管Q₃关断，而第一开关管Q₁早已导通。输入电压源、第一开关管Q₁、变压器原边(含电感L)、第四开关管Q₄形成回路，副边二极管D₁和D₄导通。此时电感L(变压器漏感与串联电感之和)的电流iL从零开始以恒定速率上升，并在t₁时刻达到最大值iLmax1。在本阶段：变压器原边(包括漏感与串联电感之和L在内)ab端的电压为输入电压Vin，Vab＝Vin，变压器工作在+1状态；变压器副边cd端的电压为输出电压Vo，Vcd＝Vo；变压器变比为n，所以电感L上的电压VL＝Vin-nVo；输入功率Pin随着电感电流iL的增大而增大。

如图4所示，第二阶段：t₁<t<t₂

在t₁时刻，第一开关管Q₁和第四开关管Q₄同时关断，并同时闭合第二开关管Q₂和第三开关管Q₃；与此同时，电感电流iL虽然开始下降，但一直保持为正，所以电流通过开关管Q₂和Q₃的反并联二极管形成回路，给输入电压源充电，副边二极管D₁和D₄依旧保持导通。在本阶段：ab端电压变为负的输入电压，Vab＝-Vin，变压器工作在-1状态；cd端的电压依旧为输出电压，Vcd＝Vo；电感L上的电压VL＝-Vin-nVo，使得电流iL迅速下降，在t₂时刻降为0；由于ab端电压变为负的输入电压，Vab＝-Vin<0，使得输入功率Pin<0，产生了功率回流，又因为电流iL在很短的时间内就迅速降为了0，所以这部分的功率很小，尤其是相对于传统的移相控制技术产生的回流功率来说。

如图5所示，第三阶段：t₂<t<t₃

在本阶段，四个开关管的状态保持与前一阶段一致。输入电压源、第三开关管Q₃、变压器原边(含电感L)、第二开关管Q₂形成回路，副边变换为二极管D₂和D₃导通。电流iL从零开始以与第一阶段相同的恒定速率上升，并在t₃时刻达到负的最大值-iLmax2，由于上升时间相差了一个(t₂-t₁)，所以iLmax2<iLmax1。在本阶段：ab端电压依旧为负的输入电压，Vab＝-Vin，变压器工作在-1状态；cd端的电压变为负输出电压，Vcd＝-Vo；电感L上的电压VL＝nVo-Vin；输入功率Pin还是会随着电感电流iL绝对值的增大而增大。

如图6所示，第四阶段：t₃<t<t₄

在t₃时刻，第二开关管Q₂关断，第一开关管Q₁闭合导通；此时，电感电流iL不能突变，使得变压器原边(含电感L)、开关管Q₁的反并联二极管、开关管Q₃形成一个回路，副边依旧为二极管D₂和D₃导通，电感电流iL绝对值开始减小。在本阶段：ab端电压为Vab＝0，变压器工作在0状态；cd端的电压依旧为负输出电压，Vcd＝-Vo；电感L上的电压VL＝nVo，使得电流iL绝对值迅速下降，在t₄时刻降为0，由于nVo小于(-Vin-nVo)的绝对值，下降时间(t₄-t₃)>(t₂-t₁)；由于Vab＝0，导致输入功率Pin＝0，没有产生功率回流或者环流。

如图7所示，第五阶段：t₄<t<t₅

在本阶段，四个开关管的状态保持与前一阶段一致，全桥变换器停止工作，各个参数均为0，变压器不工作，或者说变压器处于0状态。

用下表的参数进行实例仿真。

Vin(V)

L(H)

n

Cin

Co

RL

fs(Hz)

400

10e-6

2

1e-3

3e-3

4

10e3

如图8为在仿真软件下搭建的模型，并使用本发明的控制方法得到的电感电流iL、变压器原副边电压Vab和Vcd波形。图9为仿真得到的输入功率Pin的波形。

以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种非对称占空比的全桥变换器控制方法，其特征在于：使全桥电路中的第一桥臂的上开关管和下开关管的导通占空比不相等、第二桥臂的上开关管和下开关管的导通占空比也不相等；并且第一桥臂的上开关管和第二桥臂的上开关管的导通占空比相等、第一桥臂的下开关管和第二桥臂的下开关管的导通占空比相等；在单个周期内，变压器的包括漏感与串联电感之和在内的原边的状态顺序为+1、-1、0，即变压器原边的电压顺序为Vin、-Vin、0，其中Vin>0为输入电压；变压器副边经过整流单元后不通过电感滤波直接与负载相连；

其中，所述控制方法的一个控制周期分为连续的五个阶段，其中：

第一阶段：t₀<t<t₁；

在t₀时刻，第一开关管(Q₁)和第四开关管(Q₄)导通，第二开关管(Q₂)和第三开关管(Q₃)关断；电感(L)的电流iL从零开始以恒定速率上升，并在t₁时刻达到最大值iLmax1；输入电压Vin加在变压器原边ab端，Vab＝Vin，变压器工作在+1状态；变压器副边cd端的电压为输出电压，Vcd＝Vo；变压器变比为n，电感(L)上的电压VL＝Vin-nVo；输入功率Pin随着电感电流iL的增大而增大；

第二阶段：t₁<t<t₂；

在t₁时刻，第一开关管(Q₁)和第四开关管(Q₄)关断，第二开关管(Q₂)和第三开关管(Q₃)导通；电感电流iL开始下降，但仍为正，电流流经第二开关管(Q₂)和第三开关管(Q₃)的反并联二极管形成回路，给输入电压源充电；变压器原边ab端电压为负输入电压，Vab＝-Vin，变压器工作在-1状态；变压器副边cd端电压依旧为输出电压，Vcd＝Vo；电感(L)上的电压VL＝-Vin-nVo，使得电感电流iL迅速下降，在t₂时刻降为0；由于Vab＝-Vin<0，导致输入功率Pin<0，产生功率回流；

第三阶段：t₂<t<t₃；

在本阶段，第一开关管(Q₁)、第二开关管(Q₂)、第三开关管(Q₃)和第四开关管(Q₄)的状态保持与第二阶段一致；电感电流iL从零开始以恒定速率上升，并在t₃时刻达到负的最大值-iLmax2，由于上升时间相差了一个t₂-t₁，iLmax2<iLmax1；变压器原边ab端电压依旧为负输入电压，Vab＝-Vin，变压器工作在-1状态；变压器副边cd端电压变为负输出电压，Vcd＝-Vo；电感(L)上的电压VL＝nVo-Vin；输入功率Pin随着电感电流iL绝对值的增大而增大；

第四阶段：t₃<t<t₄；

在t₃时刻，第二开关管(Q₂)和第四开关管(Q₄)关断，第一开关管(Q₁)和第三开关管(Q₃)导通；电感(L)与变压器原边形成一个回路，电感电流iL绝对值开始减小；变压器原边ab端电压Vab＝0，变压器工作在0状态；变压器副边cd端电压依旧为负输出电压，Vcd＝-Vo；电感(L)上的电压VL＝nVo，使得电感电流iL绝对值迅速下降，在t₄时刻降为0；由于nVo小于-Vin-nVo的绝对值，下降时间t₄-t₃>t₂-t₁；由于Vab＝0，导致输入功率Pin＝0，没有产生功率回流或者环流；

第五阶段：t₄<t<t₅；

在本阶段，第一开关管(Q₁)、第二开关管(Q₂)、第三开关管(Q₃)和第四开关管(Q₄)的状态保持与第四阶段一致；全桥变换器停止工作，各个参数均为0，变压器不工作。

2.根据权利要求1所述的非对称占空比的全桥变换器控制方法，其特征在于：所述电感(L)为变压器漏感与串联电感之和。

3.根据权利要求1所述的非对称占空比的全桥变换器控制方法，其特征在于：所述电感电流iL在第三阶段上升的恒定速率与第一阶段的恒定速率值相同。