CN103337961B - 一种高电压变比双向直流变换器的控制方法 - Google Patents

一种高电压变比双向直流变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高电压变比双向直流变换器及其控制方法，主要包括由六个开关管组成的高压侧三相全桥，Y-Δ型三相变压器和由三个滤波电感和三个开关管组成的低压侧三相桥臂。本发明还提供了所述高电压变比双向直流变换器的控制方法。本发明利用Y-Δ型三相变压器内在特性及控制方式，相对于传统的双向直流变换器提高一倍的电压变比，因而变压器匝比可以减小一倍，漏感大大减小，改善了变换器的电磁兼容性能，低压侧三相电感交错并联，三相电流纹波叠加后使得输出电流纹波大幅度减小，有利于延长蓄电池的寿命，同时有利于减小滤波器的体积，高压侧与低压侧均采用三相交错并联结构，使得开关管电流应力减小，便于大功率应用场合选取合适的开关管。

Description

一种高电压变比双向直流变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及一种高电压变比双向直流变换器的控制方法，尤其涉及一种采用三相变压器的高电压变比双向直流变换器的控制方法，属于新能源发电和功率电子变换领域。
背景技术
随着能源危机和环境污染问题日益严重，太阳能、风能、氢能等新能源的开发与利用越来越受到人们的重视。由于受到天气和气候条件限制，新能源具有电力供应不稳定，不连续等缺点。为了弥补太阳能等新能源的不确定性，在新能源联合供电系统中引入蓄电池作为后备能源，当新能源发出的电能不足以提供负载所需能量时，蓄电池通过直流变换器提供不足的能量；当新能源发出的电能过剩时，通过直流变换器将过剩能量储存在蓄电池中。新能源供电系统的关键技术之一在于工作在直流母线和蓄电池之间的双向直流变换器。直流母线电压通常为400V，蓄电池单体输出电压通常为12V或48V，两者电压等级相差较大，要求双向直流变换器具有较大电压变比；电流脉动较大时会影响蓄电池的寿命，要求双向直流变换器低压侧电流纹波要小；为了人身安全，要求双向直流变换器具有电气隔离特性。
近年来，学者提出的隔离型双向直流变换器电压变比为VL/VH =D/N，在两端电源电压等级相差较大的场合，只能通过提高变压器匝比来增加变换器的电压变比，但是变压器匝比增加后使得漏感增大，漏感与开关管结电容谐振引起电压尖峰，不仅使得开关管电压应力增加，而且恶化了变换器的电磁兼容性能。另外，现有的双向直流变换器多为两桥臂，在大功率应用场合，开关管承受电流应力较大，使得开关管难以选择。
发明内容
本发明的目的是提供一种高电压变比双向直流变换器的控制方法，具有电压变比大、低压侧电流纹波小和实现电气隔离的特性，适于大功率场合应用。
本发明为实现上述发明目的所采取的技术方案是：一种高电压变比双向直流变换器，包括高压侧电路，Y-Δ型三相变压器和低压侧电路，高压侧电路由滤波电容C fh 和高压侧三相全桥组成，低压侧电路由滤波电容C fl 和低压侧三相桥臂组成，滤波电容C fh 与高压侧三相全桥并联，高压侧三相全桥的三个桥臂中点分别与Y-Δ型三相变压器的三个原边同名端连接，Y-Δ型三相变压器的三个副边同名端分别与低压侧三相桥臂的三个桥臂中点连接，滤波电容C fl 与低压侧三相桥臂并联。
高压侧三相全桥由六个开关管组成，第一开关管Q H1 的源极与第四开关管Q H4 的漏极连接组成A相桥臂，第二开关管Q H2 的源极与第五开关管Q H5 的漏极连接组成B相桥臂，第三开关管Q H3 的源极与第六开关管Q H6 的漏极连接组成C相桥臂，第一开关管Q H1 、第二开关管Q H2 和第三开关管Q H3 的漏极相连，第四开关管Q H4 、第五开关管Q H5 和第六开关管Q H6 的源极相连。
Y-Δ型三相变压器由原边绕组和副边绕组组成，原边绕组由A p 相绕组、B p 相绕组和C p 相绕组组成，副边绕组由a s 相绕组、b s 相绕组和c s 相绕组组成，原边A p 相绕组、B p 相绕组和C p 相绕组的同名端相连构成Y型绕组，副边a s 相绕组同名端与b s 相绕组异名端连接、b s 相绕组同名端与c s 相绕组异名端连接、c s 相绕组同名端与a s 相绕组异名端相连构成Δ型绕组。
低压侧三相桥臂由三个开关管和三个滤波电感组成，开关管Q L1 的漏极与滤波电感L 1 的一端连接组成a相桥臂，开关管Q L2 的漏极与滤波电感L 2 的一端连接组成b相桥臂，开关管Q L3 的漏极与滤波电感L 3 的一端连接组成c相桥臂，滤波电感L 1 、L 2 和L 3 的另一端相连，开关管Q L1 、Q L2 和Q L3 的源极相连。
本发明还提供了一种所述的高电压变比双向直流变换器的控制方法：Q H1 、Q H2 和Q H3 的驱动信号相位相差120°，Q H4 、Q H5 和Q H6 的驱动信号相位相差120°，Q L1 、Q L2 和Q L3 的驱动信号相位相差120°，Q H4 的驱动信号与Q L2 的驱动信号互补，Q H5 的驱动信号与Q L3 的驱动信号互补，Q H6 的驱动信号与Q L1 的驱动信号互补，Q H1 的驱动信号由Q L2 的驱动信号与Q H6 的驱动信号经过逻辑与运算获得，Q H2 的驱动信号由Q L3 的驱动信号与Q H4 的驱动信号经过逻辑与运算获得，Q H3 的驱动信号由Q L1 的驱动信号与Q H5 的驱动信号经过逻辑与运算获得。
本发明利用Y-Δ型三相变压器内在特性及所发明的控制方式，相对于传统的双向直流变换器提高一倍的电压变比，因而变压器匝比可以减小一倍，漏感大大减小，使得漏感与结电容谐振的电压尖峰减小，降低了开关管的电压应力，改善了变换器的电磁兼容性能。低压侧三相电感交错并联，三相电流纹波叠加后使得输出电流纹波大幅度减小，有利于延长蓄电池的寿命，同时有利于减小滤波器的体积。高压侧与低压侧均采用三相交错并联结构，使得开关管电流应力减小，便于大功率应用场合选取合适的开关管。
附图说明
图1是本发明所述高电压比双向直流变换器的电路原理图。
图2本发明所述高电压比双向直流变换器的驱动时序图。
图3是本发明所述高电压比双向直流变换器的稳态工作波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细说明。
图1是本发明所述高电压比双向直流变换器的电路原理图，C fh 为高压侧滤波电容，C fl 为低压侧滤波电容，Q H1 、Q H2 、Q H3 、Q H4 、Q H5 、Q H6 、Q L1 、Q L2 和Q L3 为开关管，L 1 、L 2 和L 3 为滤波电感，Y-Δ型三相变压器的Y型绕组由A p 相绕组、B p 相绕组和C p 相绕组组成，Y-Δ型三相变压器的Δ型绕组由a s 相绕组、b s 相绕组和c s 相绕组组成，高压侧输入源为直流母线V H ，低压侧输入源为蓄电池V L 。滤波电容C fh 与直流母线并联，滤波电容C fl 与蓄电池并联，，第一开关管Q H1 的源极与第四开关管Q H4 的漏极连接组成A相桥臂，第二开关管Q H2 的源极与第五开关管Q H5 的漏极连接组成B相桥臂，第三开关管Q H3 的源极与第六开关管Q H6 的漏极连接组成C相桥臂，滤波电容C fh 的正端、第一开关管Q H1 、第二开关管Q H2 和第三开关管Q H3 的漏极相连，滤波电容C fh 的负端、第四开关管Q H4 、第五开关管Q H5 和第六开关管Q H6 的源极相连，A相桥臂的桥臂中点与Y-Δ型三相变压器中A p 相绕组的同名端连接，B相桥臂的桥臂中点与Y-Δ型三相变压器中B p 相绕组的同名端连接，C相桥臂的桥臂中点与Y-Δ型三相变压器中C p 相绕组的同名端连接，A p 相绕组、B p 相绕组和C p 相绕组的同名端相连构成Y型绕组，a s 相绕组同名端与b s 相绕组异名端连接、b s 相绕组同名端与c s 相绕组异名端连接、c s 相绕组同名端与a s 相绕组异名端相连构成Δ型绕组，开关管Q L1 的漏极与滤波电感L 1 的一端连接组成a相桥臂，开关管Q L2 的漏极与滤波电感L 2 的一端连接组成b相桥臂，开关管Q L3 的漏极与滤波电感L 3 的一端连接组成c相桥臂，滤波电感L 1 、L 2 和L 3 的另一端相连，开关管Q L1 、Q L2 和Q L3 的源极相连，滤波电容C fl 的正端与滤波电感L 1 、L 2 和L 3 的连接点连接，滤波电容C fl 的负端与开关管Q L1 、Q L2 和Q L3 的源极连接，a相桥臂的桥臂中点与a s 相绕组同名端连接，b相桥臂的桥臂中点与b s 相绕组同名端连接，c相桥臂的桥臂中点与c s 相绕组同名端连接。
图1的具体实施例为：直流母线电压V H  =380 V，蓄电池电压 V L  =12 V，额定输出功率Po =1 kW，开关频率fs =100 kHz，滤波电感 L 1 = L 2 = L 3 =11.5μH，三相变压器选用EI33磁芯，原边匝数为21匝，激磁电感680μH，副边匝数3匝，激磁电感为13.9μH，原边漏感为4.76μF，高压侧滤波电容 C fh =940μF，低压侧滤波电容 C fl =6000μF。
图2本发明所述高电压比双向直流变换器的驱动时序图，图中T s 为开关周期。当能量由高压侧向低压侧流动时，Q H4 ，Q H5 和Q H6 是主控开关管，三者的驱动信号相位相差120°；当能量由低压侧向高压侧流动时，Q L1 、Q L2 和Q L3 是主控开关管，三者的驱动信号相位相差120°。所有开关管驱动信号满足如下逻辑关系：                                                ，，， ＆ ， ＆ ， ＆ 。
图3是本发明所述高电压比双向直流变换器的稳态工作波形图，当能量由高压侧向低压侧流动时，定义双向直流变换器工作在Buck模式下，当能量由低压侧向高压侧流动时，定义双向直流变换器工作在Boost模式下。图中N为变压器匝比，I L_Buck 和I L_Boost 分别表示Buck模式和Boost模式低压侧电流I L ，相应的i L1_Buck ，i L2_Buck ，i L3_Buck 分别表示Buck模式下滤波电感L 1 、L 2 和L 3 的电流，i L1_Boost ，i L2_Boost ，i L3_Boost 分别表示Boost模式下滤波电感L 1 、L 2 和L 3 的电流。以双向直流变换器工作在Buck模式下为例说明其工作原理，其中主控开关管Q H4 ，Q H5 和Q H6 的占空比等于0.5，工作原理如下：
1)        工作模式1 [t 0~t 1]：开关管Q H1、Q H5、Q H6 导通，电流由电源正端依次流经开关管Q H1、三相变压器的A相和B相绕组、开关管Q H6，最后回到电源负端。变压器原边电压V AN =2V H /3，V NB =V NC =V H /3，副边电压V ab =2V H /3N，V ac =V H /3N，V cb =V H /3N，低压侧开关管Q L2 导通。在t 1时刻，Q H5关断，Q H1和Q H6仍旧导通；
2)        开关模态2 [t 1~t 2]：开关管Q H1和Q H6导通，原边电流由电源正端依次流经Q H1，变压器原边A相和C相绕组、开关管Q H6，最后回到电源负端。变压器原边电压V AN 和V NC 为V H /2，变压器副边电压V ab 和V ac 均为V H /2N，副边开关管Q L2和Q L3导通；
3)       在t 2时刻，Q H1关断，Q H2和Q H4开通，变换器开始另外一个1/3个开关周期T s 的工作，余下两个1/3T s 工作情况类似于上述的1/3T s ，在此不再赘述。
 滤波电感L 1 在一个开关周期内伏秒积平衡：
由此推出本发明专利双向直流变换器的电压变比关系：V L /V H =D/2N，而传统双向直流变换器的电压变比关系为：V L /V H  =D/N，可见本发明拓扑电压变比关系是传统双向直流变换器的两倍。
本发明具体应用途径很多，以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种高电压变比双向直流变换器的控制方法，所述高电压变比双向直流变换器包括高压侧电路，Y-Δ型三相变压器和低压侧电路，高压侧电路由滤波电容C fh 和高压侧三相全桥组成，低压侧电路由滤波电容C fl 和低压侧三相桥臂组成，滤波电容C fh 与高压侧三相全桥并联，高压侧三相全桥的三个桥臂中点分别与Y-Δ型三相变压器的三个原边同名端连接，Y-Δ型三相变压器的三个副边同名端分别与低压侧三相桥臂的三个桥臂中点连接，滤波电容C fl 与低压侧三相桥臂并联；高压侧三相全桥由六个开关管组成，第一开关管Q H1 的源极与第四开关管Q H4 的漏极连接组成A相桥臂，第二开关管Q H2 的源极与第五开关管Q H5 的漏极连接组成B相桥臂，第三开关管Q H3 的源极与第六开关管Q H6 的漏极连接组成C相桥臂，第一开关管Q H1 、第二开关管Q H2 和第三开关管Q H3 的漏极相连，第四开关管Q H4 、第五开关管Q H5 和第六开关管Q H6 的源极相连；低压侧三相桥臂由三个开关管和三个滤波电感组成，开关管Q L1 的漏极与滤波电感L 1 的一端连接组成a相桥臂，开关管Q L2 的漏极与滤波电感L 2 的一端连接组成b相桥臂，开关管Q L3 的漏极与滤波电感L 3 的一端连接组成c相桥臂，滤波电感L 1 、L 2 和L 3 的另一端相连，开关管Q L1 、Q L2 和Q L3 的源极相连；所述高电压变比双向直流变换器的控制方法的特征是：Q H1 、Q H2 和Q H3 的驱动信号相位相差120°，Q H4 、Q H5 和Q H6 的驱动信号相位相差120°，Q L1 、Q L2 和Q L3 的驱动信号相位相差120°，Q H4 的驱动信号与Q L2 的驱动信号互补，Q H5 的驱动信号与Q L3 的驱动信号互补，Q H6 的驱动信号与Q L1 的驱动信号互补，Q H1 的驱动信号由Q L2 的驱动信号与Q H6 的驱动信号经过逻辑与运算获得，Q H2 的驱动信号由Q L3 的驱动信号与Q H4 的驱动信号经过逻辑与运算获得，Q H3 的驱动信号由Q L1 的驱动信号与Q H5 的驱动信号经过逻辑与运算获得。
2.根据权利要求1所述的高电压变比双向直流变换器的控制方法，其特征是：Y-Δ型三相变压器由原边绕组和副边绕组组成，原边绕组由A p 相绕组、B p 相绕组和C p 相绕组组成，副边绕组由a s 相绕组、b s 相绕组和c s 相绕组组成，原边A p 相绕组、B p 相绕组和C p 相绕组的同名端相连构成Y型绕组，副边a s 相绕组同名端与b s 相绕组异名端连接、b s 相绕组同名端与c s 相绕组异名端连接、c s 相绕组同名端与a s 相绕组异名端相连构成Δ型绕组。
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