CN104869094B - 联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法 - Google Patents

联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104869094B
CN104869094B CN201510214059.5A CN201510214059A CN104869094B CN 104869094 B CN104869094 B CN 104869094B CN 201510214059 A CN201510214059 A CN 201510214059A CN 104869094 B CN104869094 B CN 104869094B
Authority
CN
China
Prior art keywords
channel
multiple access
user
sublayer
orthogonal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510214059.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104869094A (zh
Inventor
彭克武
金黄平
陈霜
宋健
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tsinghua University
Original Assignee
Tsinghua University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tsinghua University filed Critical Tsinghua University
Priority to CN201510214059.5A priority Critical patent/CN104869094B/zh
Publication of CN104869094A publication Critical patent/CN104869094A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104869094B publication Critical patent/CN104869094B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0076—Distributed coding, e.g. network coding, involving channel coding

Abstract

本发明提出一种联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，包括：基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息和业务需求将多址接入信道的带宽资源进行正交分割，得到多址接入信道的L个正交子信道；并将每个正交子信道进行非正交划分，得到一个或多个子层信道；基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息、业务需求和多址接入信道的带宽和功率资源划分情况，确定每个用户的传输模式，并分别对应地发送给每个用户；每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号，并输出至多址接入信道。本发明减小了多用户联合可达速率域上界与理论界的距离，并减小了接收延时并改善了误码扩散，降低了实现复杂度。

Description

联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法
技术领域
本发明涉及数字信息传输的多址接入技术领域，特别涉及一种联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法。
背景技术
在典型无线/移动数字通信系统中，基站需要与覆盖范围内的多个用户进行通信，下行多址接入问题已经得到较大程度的解决。而对于上行多址接入(简称多址接入)问题，仍然有许多问题亟待解决，例如蜂窝移动通信系统中存在大规模非对称上行多址接入用户的情况。网络信息论指出，对于多址接入，采用叠加编码(Superposition Coding，SC)技术可以最大化系统的总传输率，但是这时多个用户信号互相干扰。
在目前的典型无线/移动数字通信系统中，传统的上行多用户多址接入方案广泛采用正交多址接入技术，典型的正交多址接入技术包括：时分多址接入(Time DivisionMultiple Access，TDMA)、频分多址接入(Frequency Division Multiple Access，FDMA)和正交频分多址接入(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)等。尤其值得一提的是，3G系统中采用了直接序列扩频的码分多址(DS-CDMA)技术，多个用户的信号通过相互准正交的序列进行扩频，接收端通过解扩频来消除或抑制多用户干扰，并且每个用户采用面向单用户的编码调制方案，因此，狭义的DS-CDMA技术是一种准正交的多址接入技术。本质上，正交多址接入方法是对多址接入信道的带宽资源或符号资源进行正交分割，得到多个相互正交的正交子信道，每个正交子信道占用多址接入信道的一部分带宽资源或符号资源，传输一个用户的信息。以TDMA为例，TDMA为每个用户分配一段时间资源(即一段传输时间对应的带宽资源或符号资源)，用于传输该上行用户的信号。正交多址接入技术实现简单、灵活，但是，网络信息论指出，采用正交多址接入技术时，其多用户的可达速率域上界距离采用最优SC技术时的多用户的可达速率域上界差距较大，即多用户联合可达传输速率损失较大。
采用叠加编码进行多址接入时，接收端通常采用串行干扰消除(SuccessiveInterference Cancellation，SIC)技术来接收并解调解码多个用户发送的信息。采用SIC技术需要依次解调相互叠加的多个用户的信号，并依次消除已解调用户信号对后续用户信号的干扰，因此不同用户信号的优先级是不同的。采用基于叠加编码和SIC技术的多址接入方法，本质上是将多址接入信道的资源在功率域上进行划分，得到多个优先级不同的层信道，每一层信道用于传输一个用户的信号。SIC使得终端算法实现、导频设计、信道估计和系统调度复杂度随用户数增加而急剧上升；同时采用SIC会造成接收延时和误码扩散。除此之外，采用基于叠加编码和SIC技术的多址接入方法时，多用户联合可达信噪比域受限，例如图1所示的基于两用户叠加编码和SIC技术的联合可达信噪比域。
同时译码(Simultaneous Decoding，SD)，又称联合译码(Joint Decoding，JD)，是采用叠加编码进行多址接入的另一种解调解码方式，也可以实现最优的传输性能。相比于采用SIC技术，采用同时译码技术不是依次解出每个用户的信息，而是采用联合多用户检测结合迭代译码的方式，经过迭代，可以同时解调出所有用户的信息，因此不同用户信号的优先级是相同的。采用基于叠加编码和SD的多址接入技术，本质上也是将多址接入信道的资源在功率域上进行划分，但是得到多个优先级相同的层信道，每一层信道用于传输一个用户的信号。所以，SD技术不存在SIC接收延时和误码扩散的缺点。采用基于叠加编码和SD技术的多址接入方法，其多用户联合可达信噪比域可以达到理论下界，如图1中靠近坐标轴的三段折线表示基于两用户叠加编码和SD技术的联合可达信噪比域的下界。但当叠加用户数量较大时，SD的实现复杂度依然很高。
目前典型的基于叠加编码和SIC/SD技术有，稀疏扩频序列的多址接入(LowDensity Signature/Spreading–MultipleAccess，LDS-MA)、稀疏码多址接入(Sparse CodeMultiple Access，SCMA)和交织多址接入(Interleave Division Multiple Access，DMA)。
IDMA面向低信噪比和较低速率的应用场景设计，并且通常面向对称信道设计。IDMA可以同时接入的用户数很多，并且有逼近多址接入信道容量域的理论界的性能。虽然IDMA可显著地增加系统同时接入的用户数，但其迭代多用户检测方法依赖于最大似然多用户检测方法在低信噪比下的近似，不适用于中高信噪比场景，在一定意义上限制了单个用户的最高速率，系统总体传输率不高。更为重要的是，IDMA不适用于非对称信道，尤其是不同用户信噪比差别很大的信道。
LDS-MA和SCMA的接收端均采用消息传递算法(Message Passing Algorithm，MPA)算法实现近似最大似然的多用户检测。LDS-MA和SCMA均是多址接入信道的联合编码技术(即基于叠加编码和SD技术的多址接入技术)，但是在已有文献提供的具体方案中，通常每个用户均采用独立的单用户编码调制方案，如采用第三代移动通信合作伙伴计划(3GPP)的长期演进(LTE和LTE-A)标准规范的规则QAM星座映射结合Turbo码的编码调制方案，因此整个方案的性能距离多址接入信道容量域的理论界有一定距离。需要指出的是：一些用户的稀疏扩频序列之间是相互正交的，因此在低负载时，SCMA和LDS-MA的方案和性能接近正交多址接入。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决上述相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的目的在于提出一种联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，该方法相比于传统基于正交的多址接入方法，减小了多用户联合可达速率域上界与理论界的距离；相比基于叠加编码和SIC技术的多址接入技术，减少了接收延时并改善了误码扩散；相比于基于叠加编码和SD技术的多址接入方法，显著降低了实现复杂度。
为了实现上述目的，本发明的实施例提出了一种联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，包括以下步骤：基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息和业务需求，将多址接入信道的带宽资源进行正交分割，得到所述多址接入信道的L个正交子信道；所述基站根据其覆盖范围的K个用户的信道状态信息和业务需求，将得到的每个所述正交子信道进行非正交划分，得到一个或者多个子层信道；所述基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息、业务需求和所述多址接入信道的带宽和功率资源划分情况，确定每个用户的传输模式，并将所述传输模式分别对应地发送给每个用户；每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号，并将所述发送信号输出至所述多址接入信道。
另外，根据本发明上述实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法还可以具有如下附加的技术特征：
在一些示例中，其中，所述业务需求包括用户传输率；所述信道状态信息包括用户发送功率，信道增益和接收端噪声，或信道增益和用户在接收端的信噪比；每个所述正交子信道的带宽资源为所述多址接入信道的一部分或者全部的时域、频域、空域或码域资源。
在一些示例中，其中，每个所述子层信道可被多个用户共享使用，所述子层信道的接收信号为：占用该子层信道中的所有用户的发送信号在基站接收端的接收信号的叠加。
在一些示例中，其中，对于离散基带等效模型，每个所述子层信道的接收信号为：占用该子层信道的所有用户的发送符号序列在基站接收端的接收符号序列的叠加。
在一些示例中，所述每个用户的传输模式包括该用户接入的子层信号以及对应每个所述子层信道的发送功率和编码调制模式，其中，所述编码调制模式包括信道编码、比特交织和星座映射，所述每个用户可以接入一个或者多个所述正交子信道中的一个或者多个所述子层信道。
在一些示例中，其中，每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号，具体包括：所述用户根据编码调制方式，将信息比特进行信道编码得到编码比特，并对所述编码比特进行比特交织得到交织比特，对所述交织比特进行星座映射得到基带发送符号，将所述基带发送符号输出到基带等效的多址接入信道。
在一些示例中，还包括：对所述基带发送符号进行基带后处理，得到对应子层信号的发送信号，将所述发送信号输出至所述多址接入信道，其中，所述基带后处理包括单载波调制、OFDM调制或SC-FDMA调制、组帧、和频谱成形。
在一些示例中，还包括：所述基站收到所述K个用户的总接收信号后，依次或同时解调对应L个正交子信道中的接收信号。
在一些示例中，根据多个用户的编码调制模式对每一个所述子层信道中包含的多个用户的信号进行联合解调解码，得到该子层信道中多个用户的信息比特估计值。
在一些示例中，所述联合解调解码包括多用户联合检测、解交织、信道解码和迭代。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是现有采用不同多址接入方法时的用户联合可达信噪比域下界示意图；
图2是根据本发明一个实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法的流程图；
图3是根据本发明一个实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法的基站接收方法的流程图；
图4是根据本发明的具体实施例1的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法的流程图；
图5是根据本发明的具体实施例1中的多址接入信道资源的占用情况示意图；
图6是根据本发明的具体实施例1的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法的基站接收方法的流程图；
图7是根据本发明的具体实施例2中的多址接入信道资源的占用情况示意图；
图8是根据本发明的具体实施例3中的多址接入信道资源的占用情况示意图；
图9是根据本发明的具体实施例4中的多址接入信道资源的占用情况示意图；
图10是根据本发明的具体实施例5中的多址接入信道资源的占用情况示意图；
图11是根据本发明的具体实施例6中的多址接入信道资源的占用情况示意图；
图12是根据本发明的具体实施例6中的两用户多址接入传输模型示意图；
图13是根据本发明的具体实施例6中的编码器结构示意图；
图14是根据本发明的具体实施例6中的译码器结构示意图；
图15是根据本发明的具体实施例8中采用不同多址接入方法时的系统的总传输率随信噪比变化图；
图16是根据本发明的具体实施例9中用户数为8时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图17是根据本发明的具体实施例9中用户数为7时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图18是根据本发明的具体实施例9中用户数为6时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图19是根据本发明的具体实施例9中用户数为5时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图20是根据本发明的具体实施例9中用户数为4时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图21是根据本发明的具体实施例9中用户数为3时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图22是根据本发明的具体实施例9中用户数为2时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；
图23是根据本发明的具体实施例9中用户数为1时的一种多址接入信道资源的占用情况示意图；以及
图24是根据本发明的具体实施例10中，采用不同多址接入方法时的用户联合可达速率域上界示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
以下结合附图描述根据本发明实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法。
图2是根据本发明一个实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法的流程图。如图2所示，该方法包括以下步骤：
步骤S101，基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息和业务需求，将多址接入信道的带宽资源进行正交分割，得到多址接入信道的L个正交子信道。
其中，在一些示例中，例如，用户需求包括但不限于用户传输率。信道状态信息包括用户发送功率，信道增益和接收端噪声，或信道增益和用户在接收端的信噪比。每个正交子信道的带宽资源为多址接入信道的一部分或者全部的时域、频域、空域或码域资源。
步骤S102，基站根据其覆盖范围的K个用户的信道状态信息和业务需求，将得到的每个正交子信道进行非正交划分，得到一个或者多个子层信道。例如，对应第i(1≤i≤L)个正交子信道，进行非正交划分得到Mi个子层信道。
进一步地，在一些示例中，非正交划分是指：所有子层信道的接收信号叠加得到该正交子信道的总接收信号，所有子层信道的接收信号功率相加得到该正交子信道总接收信号的总功率，即每个子层信道仅占用该正交子信道的一部分或者全部功率资源。同时，每个子层信道占用该正交子信道的全部带宽资源。因此，非正交划分等效为：将每个正交子信道的功率资源按比例分配给多个子层信道。
其中，不同正交子信道中子层信道个数Mi可以相同也可以不同。每个正交子信道中的多个子层信道的优先级不同，对于第j子层信道，确定编码调制模式和接收端解调解码方法时，将第j+1至Mi子层信道视为干扰。
进一步地，每个子层信道可以被多个用户共享使用。其中，子层信道的接收信号为占用该子层信道中的多个用户的发送信号在基站接收端的接收信号的叠加。进一步地，该子层信道的接收信号功率为：占用该子层信道中的多个用户的发送信号在基站接收端的接收信号功率之和。
更为具体地，对于离散基带等效模型，每个子层信道的接收信号为占用该子层信道的所有用户的发送符号序列在基站接收端的接收符号序列的叠加。进一步地，每个子层信道的接收信号总功率为：占用该子层信道的所有用户的发送符号序列在基站接收端的叠加接收符号序列的功率之和。
步骤S103，基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息、业务需求和多址接入信道的带宽和功率资源划分情况，确定每个用户的传输模式，并将传输模式分别对应地发送给每个用户。
其中，例如，每个用户的传输模式包括该用户接入的子层信号以及对应每个子层信道的发送功率和编码调制模式，其中，编码调制模式包括信道编码、比特交织和星座映射。更为具体地，每个用户可以接入一个或者多个正交子信道中的一个或者多个子层信道。
步骤S104，每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号，并将发送信号输出至多址接入信道。
其中，在该示例中，每个用户对占用的每个子层信道独立产生发送信号，然后将相同正交子信道的多个子层信道的发送信号叠加，输出到多址接入信道的相应正交子信道。
进一步地，每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号的步骤具体为：用户根据编码调制方式，将信息比特进行信道编码得到编码比特，然后对编码比特进行比特交织得到交织比特，再对交织比特进行星座映射得到基带发送符号，将基带发送符号输出到基带等效的多址接入信道。
或者，在得到基带发送符号后，对基带发送符号进行基带后处理，得到对应子层信号的发送信号，将发送信号输出至多址接入信道，其中，基带后处理包括单载波调制、OFDM调制或SC-FDMA调制、组帧、和频谱成形。
进一步地，在本发明的一个实施例中，如图3所示，在步骤S104之后，还包括：
步骤S105，基站收到K个用户的总接收信号后，依次或同时解调对应L个正交子信道中的接收信号。该步骤也即基站接收端的接收方法。
进一步地，在该步骤S105中，对于对应第i个正交子信道中的接收信号，依次解调解码出正交子信道的第1个子层信道中的信号，第2个子层信道中的信号，……，第Mi个子层信道中的信号。
其中，在解调解码第i个正交子信道的第j个子层信道的信号时，基站已经解调解码出正交子信道的第1～j-1个子层信道的信号，并消除其对正交子信道的第j个子层信道的干扰，而将正交子信道的第(j+1)～Mi个子层信道的信号看作干扰。
进一步地，在本发明的一个实施例中，对于每一个子层信道中包含的多个用户的信号，根据多个用户的编码调制模式进行联合解调解码，得到该子层信道中多个用户的信息比特估计值。其中，联合解调解码包括多用户联合检测、解交织、信道解码和迭代。具体过程例如为：多用户联合检测的输入不仅包括基带接收符号和所有用户的信道状态信息，还包括每个用户的信道解码器反馈的交织比特先验信息；多用户联合检测模块得到每个用户交织比特的外信息，经比特软信息解交织后得到每个用户编码比特的先验信息，送给信道解码模块；信道解码器进行软入软出信道解码，得到每个用户编码比特的外信息，经比特软信息交织后得到每个用户交织比特的先验信息，反馈到多用户联合检测模块；多用户联合检测和信道解码迭代进行，解码成功或迭代结束后由信道解码器得到用户信息比特估计值。
作为具体的示例，以下结合具体实施例对本发明上述实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法进行更为详细、具体地描述。
首先，为了便于更好地理解本发明的实施例，对本发明中的一些词语的定义具体如下：
用户：有上传数据业务需求，需要接入多址接入信道的用户。
多址接入信道资源包含：多址接入信道的带宽资源和多址接入信道的功率资源。
其中，多址接入信道的带宽资源为：多址接入信道的时域、频域、空域或码域资源，可以进行正交分割，可以供一个或多个用户的信号占用。
其中，多址接入信道的功率资源为：所有用户发送信号在基站接收端的叠加接收信号的总功率。功率资源决定了所有用户传输速率之和的上界。在总功率资源受限的条件下，单个用户发送信号在基站接收端的接收信号功率是叠加接收信号总功率的一部分，直接影响该用户传输速率的上界。即多址接入信道的功率资源可以在多个用户间进行分配，是一种非正交分割。
多址接入信道的总信噪比：多址接入信道接收端的叠加接收信号和信道等效噪声的功率之比。对不同用户发送信号，多址接入信道接收端的信道等效噪声相同。
多址接入信道的单用户信噪比：单个用户发送信号在基站接收端的接收信号和信道等效噪声的功率之比。
具体地，对于离散基带等效模型，多址接入信道的带宽资源的基本单位是：时域、频域、空域或码域的离散基带符号，简称符号。相应地，发送信号和接收信号均为离散基带符号序列，简称符号序列。
具体地，对于离散基带等效模型，多址接入信道的功率资源为：所有用户发送符号序列在基站接收端的叠加接收符号序列的总功率，总功率决定了所有用户传输速率之和的上界。单个用户发送符号序列在基站接收端的接收符号序列的功率是叠加接收符号序列总功率的一部分，直接影响该用户传输速率的上界。
下面结合附图和具体的实施例，对本发明作进一步详细描述。需要说明的是，以下实施例仅是出于示例性的目的，可以用于说明本发明，但不能理解为对本发明的限制。
实施例1
本实施例以K＝27为例，进一步具体说明本发明的多址接入方法，具体流程如图4所示，具体包括以下步骤：
步骤1：基站根据覆盖范围内27个用户的信道状态信息和业务需求，将多址接入信道的带宽资源进行正交分割，得到多址接入信道的3个正交子信道。
其中，用户业务需求包括但不限于用户传输率。信道状态信息包括用户发送功率、信道增益和接收端噪声，或信道增益和用户在接收端的信噪比。更为具体地，每个正交子信道的带宽资源为整个多址接入信道的一部分或者全部的时域、频域、空域或码域资源。
步骤2：基站根据覆盖范围内27个用户的信道状态信息和业务需求，将每个正交子信道进行非正交划分，每个正交子信道被分割成3个子层信道。
其中，非正交划分是指：所有子层信道的接收信号叠加得到该正交子信道的总接收信号，所有子层信道的接收信号功率相加得到该正交子信道总接收信号的总功率，即每个子层信道仅占用该正交子信道的一部分或者全部功率资源。同时，每个子层信道占用该正交子信道的全部带宽资源。因此，非正交划分等效为：将每个正交子信道的功率资源按比例分配给多个子层信道。
进一步地，每个正交子信道中的3个子层信道的优先级不同。对于第1子层信道，确定编码调制模式和接收端解调解码方法时，将第2和第3子层信道视为干扰。对于第2子层信道，确定编码调制模式和接收端解调解码方法时，将第3子层信道视为干扰。对于第3子层信道，确定编码调制模式和接收端解调解码方法时，视为无干扰。
进一步地，在本实施例中，每个子层信道被3个用户共享使用，子层信道的接收信号为占用该子层信道中的3个用户的发送信号在基站接收端的接收信号的叠加。进一步地，该子层信道的接收信号功率为：占用该子层信道中的3个用户的发送信号在基站接收端的接收信号功率之和。
具体地，对离散基带等效模型，子层信道的接收信号为占用该子层信道的3个用户的发送符号序列在基站接收端的接收符号序列的叠加。进一步地，子层信道的接收信号总功率为：占用该子层信道的3个用户的发送符号序列在基站接收端的接收符号序列的功率之和。
步骤3：基站根据覆盖范围内27个用户的信道状态信息、业务需求和多址接入信道的带宽和功率资源划分情况，决定每个用户的传输模式，并将传输模式信息发送至每个用户。
其中，每个用户的传输模式具体包括：该用户接入的子层信道，以及对应每个子层信道的发送功率和编码调制模式。
本实施例中，每个用户仅接入一个正交子信道中的一个子层信道，等效的多址接入信道资源占用情况如图5所示。其中，每个正交子信道用黑框表示，黑框的宽度正比于为该正交子信道分配的带宽资源占总带宽资源的比例。在一个正交子信道中，每个用户用一个空格表示。多个优先级不同的子层信道按纵向排列，纵向排列的高度正比于该子层信道的总功率。同一个子层信道的多个用户按横向排列，横向排列中空格的宽度正比于为该用户分配的功率占该子层信道总功率的比例。
其中，编码调制模式包括信道编码、比特交织和星座映射。
步骤4：每个用户根据传输模式，对信息比特进行编码调制得到携带信息比特的发送信号，输出到多址接入信道。
其中，每个用户得到发送信号的步骤具体为：用户根据编码调制方式，将信息比特进行信道编码得到编码比特，然后对编码比特进行比特交织得到交织比特，再对交织比特进行星座映射得到基带发送符号，输出到基带等效的多址接入信道。
或者基带发送符号序列经基带后处理后，得到对应子层信道的发送信号，输出到多址接入信道。其中，基带后处理包括单载波调制、OFDM调制或SC-FDMA调制、组帧、和频谱成形等。
进一步地，在本实施例中，基站接收端的接收方法的流程如图6所示，具体包括以下步骤：
步骤5：基站收到27个用户的总接收信号后，依次或同时解调对应3个正交子信道中的接收信号。
其中，在步骤5中，对于对应每一个正交子信道中的接收信号，依次解调解码出正交子信道的第1个子层信道中的信号，第2个子层信道中的信号，第3个子层信道中的信号。
进一步地，对于每一个正交子信道，在解调解码第1个子层信道的信号时，基站将第2和第3个子层信道的信号看作噪声；在解调解码第2个子层信道的信号时，基站已经解调解码出第1个子层信道的信号，并消除其对第2个子层信道的信号的干扰，而将第3个子层信道的信号看作噪声；在解调解码第3个子层信道的信号时，基站已经解调解码出第1和第2个子层信道的信号，并消除其对第3个子层信道的信号的干扰。
进一步地，对于每一个子层信道中包含的3个用户的信号，根据3个用户的编码调制模式进行联合解调解码，得到该子层信道中3个用户的信息比特估计值。其中，联合解调解码具体包括：多用户联合检测、解交织、信道解码和迭代。更为具体地，具体过程如下：
多用户联合检测的输入不仅包括基带接收符号和所有用户的信道状态信息，还包括每个用户的信道解码器反馈的交织比特先验信息。多用户联合检测模块得到每个用户交织比特的外信息，经比特软信息解交织后得到每个用户编码比特的先验信息，送给信道解码模块；信道解码器进行软入软出信道解码，得到每个用户编码比特的外信息，经比特软信息交织后得到每个用户交织比特的先验信息，反馈到多用户联合检测模块；多用户联合检测和信道解码迭代进行，解码成功或迭代结束后由信道解码器得到用户信息比特估计值。
实施例2
本实施例以K＝9(即9个用户)为例，进一步具体说明本发明的多址接入方法。本实施例与实施例1类似，其区别仅在于以下内容：
1.多址接入信道中用户数K＝9。
2.将多址接入信道的带宽资源进行分割，仅得到1个正交子信道。
3.将多址接入信道的功率资源进行分割，得到3个子层信道，3个子层信道优先级不同，每个子层信道被3个用户共享。
4.每个用户仅接入一个正交子信道的一个子层信道。
5.等效的多址接入信道资源占用情况如图7所示。
实施例3
本实施例以9个用户为例，进一步具体说明本发明的多址接入方法。本实施例与实施例1类似，其区别仅在于以下内容：
1.多址接入信道中用户数K＝9。
2.将多址接入信道的带宽资源进行分割，得到3个正交子信道。
3.将每个正交子信道进行非正交分割，得到3个子层信道，3个子层信道优先级不同，每个子层信道仅被1个用户接入。
4.每个用户仅接入一个正交子信道的一个子层信道。
5.等效的多址接入信道资源占用情况如图8所示。
实施例4
本实施例以9个用户为例，进一步具体说明本发明的多址接入方法。本实施例与实施例1类似，其区别仅在于以下内容：
1.多址接入信道中用户数K＝9。
2.将多址接入信道的带宽资源进行分割，得到3个正交子信道。
3.将每个正交子信道进行非正交分割，仅得到1个子层信道，每个子层信道被3个用户接入。
4.每个用户仅接入一个正交子信道的一个子层信道。
5.等效的多址接入信道资源分割图样如图9所示。
实施例5
本实施例以9个用户为例，进一步具体说明本发明的多址接入方法。本实施例与实施例1类似，其区别仅在于以下内容：
1.多址接入信道中用户数K＝9。
2.将多址接入信道的带宽资源进行分割，得到3个正交子信道。
3.将多址接入信道的功率资源进行分割，对于第1和2个正交子信道。
4.得到3个子层信道，3个子层信道优先级不同；对于第三个正交子信道中，得到两个子层信道；每个子层信道接入的用户数根据用户需求而定。
5.每个用户可以接入一个或者多个正交子信道的一个或者多个子层信道。
6.等效的多址接入信道资源分割图样如图10所示。
实施例6
本实施例以2个用户为例，具体说明一种基于串行级联卷积码(SCCC)的多址接入方法。本实施例与实施例1类似，其区别仅在于以下内容：
1.多址接入信道中用户数K＝2。将多址接入信道的带宽资源进行分割，仅得到1个正交子信道，将每个正交子信道进行非正交分割得到2个子层信道，2个子层信道优先级相同。每个子层信道仅接入1个用户，每个用户仅接入1个子层信道。等效的信道资源分割图样如图11所示。本质上，这种情况等效于将正交子信道仅分割成一个子层信道，每个子层信道被2个用户接入。
2.两用户多址接入传输模型如图12所示。其中编码器采用如图13所示串行级联码结构，外码采用RSC卷积码，内码采用doping码，译码器采用如图14所示结构。
3.图12中，对于基于SCCC的多址接入系统，其SCCC编码器已经含有交织器，SCCC和星座映射之间的交织器可以省略，但是要求不同用户的SCCC内部的交织器不同，等效为不同用户的SCCC不同。
实施例7
本实施例以2个用户为例，具体说明一种基于低密度奇偶校验码(LDPC)的多址接入方法。本实施例与实施例1类似，其区别仅在于以下内容：
1.多址接入信道中用户数K＝2。将多址接入信道的带宽资源进行分割，仅得到1个正交子信道，将每个正交子信道进行非正交分割得到2个子层信道，2个子层信道优先级相同。每个子层信道仅接入1个用户，每个用户仅接入1个子层信道。等效的信道资源分割图样如图11所示。本质上，这种情况等效于将正交子信道仅分割成一个子层信道，每个子层信道被2个用户接入。
2.2个用户多址接入传输模型如图12所示。其中编码器采用如LDPC编码器，译码器采用LDPC译码器。
3.如图12中，对于基于LDPC的多址接入系统，由于LDPC自身有隐含交织功能，LDPC和星座映射之间的交织器也可以省略，但是要求不同用户的LDPC不同。例如，产生不同LDPC码方法是：用户1的LDPC码的校验矩阵，经列交织后得到用户2的LDPC码。
实施例8
本实施例结合实际参数，进一步说明本发明的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，较传统单独正交接入和单独非正交接入方法的优势。实际参数如下：
1.假设覆盖范围内用户数K足够多，考虑以下两种分布：1)所有用户信噪比相同均为9dB；2)所有用户信噪比(以dB为单位)服从均匀分布，最小值为-3dB，最大值为21dB。
2.考虑用户工作点：所有用户传输率满足直接比例准则(DRP)，即对于所有用户，传输率R与单用户独占信道资源的信道容量C比值R/C相同。
3.对于正交接入，多址接入信道的带宽资源被分成K个正交子信道，每个正交子信道没有进行分割，全部用于传输一个用户的信息。
4.对于非正交接入，多址接入信道的带宽资源没有进行分割，仅得到一个正交子信道，每个正交子信道被分割成K个优先级不同的子层信道，每个子层信道用于传输一个用户的信息。
5.对于本发明的多址接入方法，在本实施例中，多址接入信道的带宽资源被分割成K/2个正交子信道，每个正交子信道被分割成2个优先级不同的子层信道，每个子层信道用户传输一个用户的信息。
进一步地，通过计算得到，采用正交接入、最优非正交接入和本发明的多址接入方法时，系统的总传输率如图15所示。如图15所示，本实施例的多址接入方法，每个正交子信道仅有2个子层信道，相对于最优非正交接入方法的K个子层信道，在系统的总传输率损失较小的情况下，大大降低接收端译码复杂度。因此，本发明的多址接入方法，相对于正交接入，在牺牲一定复杂度情况下，有效地提升了系统的总传输率。
实施例9
本实施例结合实际参数，进一步说明本发明的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，可以灵活地调制用户的传输速率，避免频谱资源的浪费。
假设覆盖范围内最大可能的用户数为8，多址接入信道的带宽资源被分割成2个正交子信道，每个正交子信道被分割成2个子层信道。
进一步地，当覆盖范围内用户数为最大值8时，每个子层信道可以供2个用户分享，则一种多址接入信道资源的占用情况如图16所示。
当覆盖范围内用户数为最大值7时，一种多址接入信道资源的占用情况如图17所示。
当覆盖范围内用户数为最大值6时，一种多址接入信道资源的占用情况如图18所示。
当覆盖范围内用户数为最大值5时，一种多址接入信道资源的占用情况如图19所示。
当覆盖范围内用户数为4时，每个子层信道可以完全供一个用户使用，则一种多址接入信道资源的占用情况如图20所示。
当覆盖范围内用户数为最大值3时，一种多址接入信道资源的占用情况如图21所示。
当覆盖范围内用户数为2时，每个正交子信道的每个子层信道完全供一个用户使用，则一种多址接入信道资源的占用情况如图22所示
当覆盖范围内只有1个用户时，多址接入信道的全部信道资源均可被该用户使用，则一种多址接入信道资源的占用情况如图23所示。
假设用户1一直存在上行接入需求，则从图16-23中可以看出，当用户数逐渐减少，用户1占用的信道资源(包括带宽资源和功率资源)逐渐增多。
实施例10
本实施例以2个用户为例，比较以下三种情况的联合可达速率区域、联合可达信噪比域。具体如下：
1.正交多址接入(功率控制可选)：将多址接入信道的带宽资源分割为2个正交子信道，每个正交子信道用于传输一个用户的信息。
2.多层单用户：将正交子信道分割为2个优先级不同的子层信道，每个子层信道用于传输一个用户的信息，接收端采用SIC解码。
3.单层多用户：将正交子信道分割为1个子层信道，每个子层信道供2个用户分享，接收端采用SD解码。
假设给定两个用户的信噪比为S1和S2，多址接入信道的联合可达速率域如图1所示。根据网络信息论，基于叠加编码和SIC技术(即多层单用户方案)以及基于叠加编码和SD技术(即单层多用户方案)都可以达到如图1所示的三段折线(CA-AB-BD)所示的理论的多用户联合可达速率域的上界。而不带功率控制的正交多址接入距离理论上界差距较大。即使加入功率控制，正交多址接入距离理论上界仍然有一定差距。
给定两个用户的传输率要求R1和R2，多址接入信道的联合可达信噪比(SNR)域如图24所示。
根据相关文献，基于叠加编码和SD技术(即单层多用户方案)可以达到如图24所示的三段折线所示的理论的多用户联合可达SNR域的下界。
以GMAC信道为例，基于叠加编码和SIC技术(即多层单用户方案)，由于需要串行干扰消除，两个用户的信噪比必须满足以下两种情况中的一种，图中只画出一部分作为示意图。其中，
1、
2、
对于正交多址接入(功率控制可选)，多用户的联合可达SNR域下界仍然距离理论下界差距较大。
实施例11
本实施例以9个用户为例，结合具体参数，进一步说明本发明的多址接入方法中各个用户的传输率与功率对应关系。
其中，基站覆盖范围内的用户数K＝9。将多址接入信道的带宽资源仅划分为1个正交子信道，将正交子信道划分为3个优先级不同的子层信道，每个子层信道接入3个用户。本发明较正交接入方法提供了900％的overload，即单位的带宽资源可接入9个用户。
假设每一层用户每一个用户要求的传输率均为1，接收端噪声功率归一化为1。
对于第一层用户，log2(1+P1)＝3，则所需总功率P1＝7，每个用户所需功率7/3，每个用户所需的信噪比为SNR＝10*log10(7/3)＝3.68dB。
对于第二层用户，所需总功率P2＝7*(1+7)＝56，每个用户所需功率56/3，每个用户所需的信噪比SNR＝10*log10(56/3)＝12.71dB。
对于第三层用户，所需总功率P3＝7*(1+7+56)＝448，每个用户所需功率448/3，每个用户所需的信噪比SNR＝10*log10(56/3)＝21.74dB。
即三层用户对应的理论接收门限依次为：3.68dB,12.71dB,21.74dB，每层用户信噪比门限差距9.03dB，在实际系统中是可行的。
实施例12
本实施例以2个信噪比相同的用户为例，结合具体参数，进一步说明本发明的多址接入方法，可以逼近多址接入信道的多用户联合可达SNR域的下界。
其中，基站覆盖范围内的用户数K＝2。将多址接入信道的带宽资源仅划分为1个正交子信道，将正交子信道划分为1个子层信道，每个子层信道接入2个用户。本实施例中，本发明较正交接入方法提供了200％的overload。
结合实施例6和实施例7，利用多用户的联合编码调制，具体参数包括：
1.信道编码采用如图13所示的SCCC编码，码字长度为61440比特。编码器采用生成多项式为(1,3,2)8的循环系统卷积码(RSC)，doping码字是码率为1的打孔卷积码，其中每P个信息比特被一个卷积编码比特替代，本实施例中P＝30。
2.多用户检测与SCCC迭代次数为30次。
3.星座映射采用16-APSK。
将实际实现的解码门限，和理论的解码门限下界总结到下表1中，以供比较。
表1
从表1可以看出，根据本发明实施例的方法，实际实现的多用户信息的解码门限距离理论解码门限的差距为1.2dB，说明本发明实施例的方法可以逼近理论极限。
实施例13
本实施例以4个用户为例，结合具体参数，进一步说明本发明的多址接入方法，可以逼近多址接入信道的多用户联合可达SNR域的下界。
其中，基站覆盖范围内的用户数K＝4。将多址接入信道的带宽资源仅划分为1个正交子信道，将正交子信道划分为2个子层信道，每个子层信道接入2个用户。本实施例中，本发明较正交接入方法提供了400％的overload。
本实施例中将采用实施例6和实施例7中的两种多址接入方案。
首先是基于LDPC的多址接入方案，系统参数如下：
1.对于两个子层信道，均采用LDPC编码，码长为9600，码率采用1/2；星座映射均采用QPSK格雷映射。
2.LDPC码与星座映射之间的交织器采用伪随机交织器。
然后是基于SCCC码的多址接入方案，系统参数如下：
1.对于两个子层信道，外码均采用8状态的循环系统卷积码(RSC)，外码均采用2状态doping码，doping率为40，星座映射均采用QPSK格雷映射。
2.SCCC码内部交织器采用伪随机交织器。
最后得到以下结果，方案1中，第二子层信道用户解码门限为2.68dB，第一子层信道解码门限为9.41dB，对应的最小基站接收功率总和为21.17。方案2中，第二子层信道用户解码门限为2.62dB，第一子层信道用户解码门限为9.3dB，对应的最小基站接收功率总和为20.68。
用户总传输率要求4比特每符号，对应地理论最小基站接收功率为15，可见两种方案均能有效地逼近多址接入信道的多用户联合可达SNR域的下界。
对于上述两种方案中，信道编码(SCCC或者LDPC)均是面向多用户联合检测和迭代解码设计得到。
综上，根据本发明实施例的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，相比于传统基于正交的多址接入方法，减小了多用户联合可达速率域上界与理论界的距离；相比基于叠加编码和SIC技术的多址接入技术，减少了接收延时并改善了误码扩散；相比于基于叠加编码和SD技术的多址接入方法，显著降低了实现复杂度。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (10)

1.一种联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，包括以下步骤：
基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息和业务需求，将多址接入信道的带宽资源进行正交分割，得到所述多址接入信道的L个正交子信道；
所述基站根据其覆盖范围的K个用户的信道状态信息和业务需求，将得到的每个所述正交子信道进行非正交划分，得到一个或者多个子层信道，其中，非正交划分是指：所有子层信道的接收信号叠加得到该正交子信道的总接收信号，所有子层信道的接收信号功率相加得到该正交子信道总接收信号的总功率，即每个子层信道仅占用该正交子信道的一部分或者全部功率资源，同时，每个子层信道占用该正交子信道的全部带宽资源，非正交划分等效为：将每个正交子信道的功率资源按比例分配给多个子层信道；
所述基站根据其覆盖范围内的K个用户的信道状态信息、业务需求和所述多址接入信道的带宽和功率资源划分情况，确定每个用户的传输模式，并将所述传输模式分别对应地发送给每个用户；
每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号，并将所述发送信号输出至所述多址接入信道。
2.根据权利要求1所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，其中，
所述业务需求包括用户传输率；
所述信道状态信息包括用户发送功率，信道增益和接收端噪声，或信道增益和用户在接收端的信噪比；
每个所述正交子信道的带宽资源为所述多址接入信道的一部分或者全部的时域、频域、空域或码域资源。
3.根据权利要求1所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，其中，
每个所述子层信道可被多个用户共享使用，所述子层信道的接收信号为：占用该子层信道中的所有用户的发送信号在基站接收端的接收信号的叠加。
4.根据权利要求3所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，其中，
对于离散基带等效模型，每个所述子层信道的接收信号为：占用该子层信道的所有用户的发送符号序列在基站接收端的接收符号序列的叠加。
5.根据权利要求1所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，所述每个用户的传输模式包括该用户接入的子层信号以及对应每个所述子层信道的发送功率和编码调制模式，其中，所述编码调制模式包括信道编码、比特交织和星座映射，所述每个用户可以接入一个或者多个所述正交子信道中的一个或者多个所述子层信道。
6.根据权利要求1所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，其中，每个用户根据其对应地传输模式对信息比特进行编码调制，得到携带信息比特的发送信号，具体包括：
所述用户根据编码调制方式，将信息比特进行信道编码得到编码比特，并对所述编码比特进行比特交织得到交织比特，对所述交织比特进行星座映射得到基带发送符号，将所述基带发送符号输出到基带等效的多址接入信道。
7.根据权利要求6所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，还包括：
对所述基带发送符号进行基带后处理，得到对应子层信号的发送信号，将所述发送信号输出至所述多址接入信道，其中，所述基带后处理包括单载波调制、OFDM调制或SC-FDMA调制、组帧、和频谱成形。
8.根据权利要求1所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，还包括：
所述基站收到所述K个用户的总接收信号后，依次或同时解调对应L个正交子信道中的接收信号。
9.根据权利要求8所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，还包括：
根据多个用户的编码调制模式对每一个所述子层信道中包含的多个用户的信号进行联合解调解码，得到该子层信道中多个用户的信息比特估计值。
10.根据权利要求9所述的联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法，其特征在于，所述联合解调解码包括多用户联合检测、解交织、信道解码和迭代。
CN201510214059.5A 2015-04-29 2015-04-29 联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法 Active CN104869094B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510214059.5A CN104869094B (zh) 2015-04-29 2015-04-29 联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510214059.5A CN104869094B (zh) 2015-04-29 2015-04-29 联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104869094A CN104869094A (zh) 2015-08-26
CN104869094B true CN104869094B (zh) 2018-04-20

Family

ID=53914622

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510214059.5A Active CN104869094B (zh) 2015-04-29 2015-04-29 联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN104869094B (zh)

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105207745A (zh) * 2015-08-31 2015-12-30 清华大学 一种多址接入信道的多用户编码调制传输方法
CN106656412B (zh) * 2015-11-04 2020-01-24 中国移动通信集团公司 重传反馈信息处理方法、通信装置及终端
CN105554865B (zh) * 2015-11-09 2018-12-07 哈尔滨工业大学 一种基于stbc的mimo-scma系统下行链路设计方法
CN105634672B (zh) * 2015-12-28 2018-03-30 哈尔滨工业大学 基于稀疏码多址接入系统的自适应编码调制与资源调度方法
CN105553913B (zh) * 2015-12-28 2018-04-24 哈尔滨工业大学 一种基于最大化最小乘积距离准则的scma码本搜寻方法
CN105681235B (zh) * 2015-12-28 2019-03-26 哈尔滨工业大学 一种基于最大化最小乘积距离准则的64点scma码本设计方法
CN105610560B (zh) * 2015-12-28 2018-09-07 哈尔滨工业大学 一种基于稀疏码多址接入的全双工中继系统的构建方法
KR20180098388A (ko) 2015-12-31 2018-09-03 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 무선 통신 방법 및 장치
CN105721106B (zh) * 2016-01-27 2018-12-18 电子科技大学 基于串行策略的scma上行通信系统多用户检测方法
CN107026805B (zh) * 2016-01-29 2019-09-17 清华大学 非正交多址接入传输系统的接收方法及装置
US10594465B2 (en) * 2016-02-22 2020-03-17 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for flexible channelization
CN105898702B (zh) * 2016-06-14 2020-01-31 武汉虹信通信技术有限责任公司 基于稀疏编码多址接入技术的数据传输方法、基站及系统
CN106788861B (zh) * 2016-07-07 2018-11-16 北京展讯高科通信技术有限公司 基站及多址接入方法
US10425198B2 (en) * 2016-07-07 2019-09-24 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for communicating using SCMA
US10326565B2 (en) 2016-07-08 2019-06-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Simultaneous transmission and reception of an orthogonal multiplexed signal and a non-orthogonal multiplexed signal
CN107707496B (zh) * 2016-08-09 2022-04-29 中兴通讯股份有限公司 调制符号的处理方法及装置
US10263660B2 (en) * 2016-08-11 2019-04-16 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for construction of SCMA codebooks
US11329691B2 (en) 2016-08-11 2022-05-10 Mediatek Inc. Non-orthogonal multiple access wireless communications methods and apparatus thereof
CN106452529B (zh) * 2016-09-29 2019-09-27 西安电子科技大学 一种基于非正交多址系统的用户配对方法
CN106788893B (zh) * 2016-12-20 2020-02-14 清华大学 一种稀疏交织多址接入方法
CN107070588B (zh) * 2016-12-28 2020-03-24 深圳清华大学研究院 一种简化的多址接入传输系统的接收机及接收方法
CN108462662A (zh) * 2017-02-17 2018-08-28 索尼公司 用于基于非正交资源的多址接入的电子设备和通信方法
CN106936532B (zh) * 2017-02-24 2018-11-23 兰州大学 一种功率域非正交多址接入译码方法
CN108880736B (zh) * 2017-05-08 2021-07-23 深圳清华大学研究院 一种上行非正交多址接入系统的传输方法
US10700912B2 (en) * 2017-05-19 2020-06-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and system for non-orthogonal multiple access communication
EP3459309A4 (en) * 2017-05-27 2019-05-15 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) METHOD AND DEVICE FOR RESOURCE CONFIGURATION
CN109391457A (zh) * 2017-08-04 2019-02-26 财团法人工业技术研究院 适用于非正交多址通信系统的传输器及传输方法
CN107426808B (zh) * 2017-08-21 2020-11-06 北京工业大学 一种非正交多址技术中对下行链路中各用户的功率分配方法
CN107819558B (zh) * 2017-10-31 2020-04-28 清华大学 一种多址接入数据包传输方法
CN108541075B (zh) * 2018-03-06 2020-09-22 深圳清华大学研究院 基于非正交多址技术的随机接入的方法及装置
CN110798289B (zh) * 2018-08-01 2022-08-26 联发科技股份有限公司 用于无线通信的方法
CN110519852A (zh) * 2019-08-28 2019-11-29 广东工业大学 一种多点无线通信系统中的通信方法和相关装置
CN110602017B (zh) * 2019-09-29 2021-10-29 清华大学深圳国际研究生院 一种非正交多址接入解码方法
CN114258665B (zh) * 2020-09-24 2023-07-14 焦彦华 一种正交波子分路复用多址调制解调方法
CN113300728B (zh) * 2021-05-21 2022-07-01 唐山学院 一种基于非正交多址上行链路的自适应消除干扰方法
CN113708803A (zh) * 2021-06-21 2021-11-26 哈尔滨工业大学 在Cell-free Massive MIMO下的正交多址与非正交多址的结合方法
CN114024592A (zh) * 2021-11-03 2022-02-08 唐山学院 一种应用于卫星通信的非正交多址接入方法
CN116743533A (zh) * 2022-03-02 2023-09-12 中国移动通信有限公司研究院 非正交多址检测方法、装置及相关设备
CN115696609B (zh) * 2022-10-13 2024-01-26 佰路威科技(北京)有限公司 资源分配方法及相关设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101159475A (zh) * 2007-11-02 2008-04-09 中兴通讯股份有限公司 用于ofdm系统中的抑制终端发射信号干扰的小区协调方法
CN101166080A (zh) * 2006-10-20 2008-04-23 鲍东山 高数据速率正交频分复用无线局域网的实现方法与系统
CN101193441A (zh) * 2006-11-23 2008-06-04 北京三星通信技术研究有限公司 小区中继系统中的综合子信道和功率分配方法和设备
CN102300318A (zh) * 2011-09-29 2011-12-28 广州市香港科大霍英东研究院 一种基于物理层干扰信息的多信道分配优化方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030125040A1 (en) * 2001-11-06 2003-07-03 Walton Jay R. Multiple-access multiple-input multiple-output (MIMO) communication system
US7515541B2 (en) * 2003-08-08 2009-04-07 Intel Corporation Transmission of data with feedback to the transmitter in a wireless local area network or the like

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101166080A (zh) * 2006-10-20 2008-04-23 鲍东山 高数据速率正交频分复用无线局域网的实现方法与系统
CN101193441A (zh) * 2006-11-23 2008-06-04 北京三星通信技术研究有限公司 小区中继系统中的综合子信道和功率分配方法和设备
CN101159475A (zh) * 2007-11-02 2008-04-09 中兴通讯股份有限公司 用于ofdm系统中的抑制终端发射信号干扰的小区协调方法
CN102300318A (zh) * 2011-09-29 2011-12-28 广州市香港科大霍英东研究院 一种基于物理层干扰信息的多信道分配优化方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Combined Resource Allocation for Multi-user OFDM Systems;FengChen, CaoJian-fei, TanZhen-hui, LiXu;《ICWMMN200B Proceedings》;20081231;全文 *
认知无线电关键技术在通信中的应用;宋健;《科技风》;20131130;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN104869094A (zh) 2015-08-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104869094B (zh) 联合正交多址与非正交多址的上行多址接入方法
Wu et al. Comprehensive study and comparison on 5G NOMA schemes
CN1244995C (zh) 利用具有内部天线的cpe的固定ofdm无线大城市区通信网
CN106160937B (zh) 一种实现码块分割的方法及装置
US9832775B2 (en) Communication resource allocation systems and methods
CN105554901B (zh) 随机接入方法
CN101867451B (zh) 具有高速并行编译码结构的多用户网络编码通信的方法
CN108575116A (zh) 利用极化码的广播信道增强
CN105207745A (zh) 一种多址接入信道的多用户编码调制传输方法
CN102111242B (zh) 一种降低电力线载波通信中窄带噪声干扰的方法
CN107222907A (zh) 基于上行非正交多址中继辅助的蜂窝网络传输方法
CN201312315Y (zh) 一种消除临近基站干扰的系统、发射、接收装置
CN101217302B (zh) 多用户无线网络中基于空时分集编解码的协同通信方法
CN110352573A (zh) 用于极化编码链的信道比特交织器设计
CN102332965A (zh) 基于传输分集模式的数据传输方法和系统
EP2988563B1 (en) Method and basis station for communication resource allocation
CN107104711A (zh) 一种大规模非正交多接入方法
CN103078716A (zh) 基于分布式3-D Turbo码的中继传输方法
CN104901911A (zh) 一种迭代邻小区间干扰抑制的方法与装置
Hussain et al. RS codes with filtered-OFDM: a waveform contender for 5G mobile communication systems
Chen et al. TransFi: emulating custom wireless physical layer from commodity wifi
Yuan Non‐orthogonal Multi‐User Superposition and Shared Access
CN104580054A (zh) 一种迭代邻小区间干扰抑制的方法与装置
CN101951275B (zh) 联合idma与ovcdma的小区同频组网方法
Elsaraf et al. EXIT chart analysis of cooperative non-orthogonal multiple access for next generation wireless communication systems

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
EXSB Decision made by sipo to initiate substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB03 Change of inventor or designer information

Inventor after: Chen Shuang

Inventor after: Peng Kewu

Inventor after: Jin Huangping

Inventor after: Song Jian

Inventor before: Peng Kewu

Inventor before: Jin Huangping

Inventor before: Chen Shuang

Inventor before: Song Jian

CB03 Change of inventor or designer information
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant