CN104868703A - 无辅助绕组的高压转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及固态发光(SSL)装置的驱动电路。描述了一种给受输入电压(341)影响的负载(104)提供驱动电压(342)的驱动电路(300)的控制器(320)。该驱动电路包括电源转换器网络(331)和功率晶体管(304)。该控制器包括将功率晶体管(304)的低压端与低压电势连接或断开以使功率晶体管分别进入传导状态或截止状态的控制晶体管(382)。控制器包括与控制晶体管并联并将功率晶体管的低压端与供电电容(420)连接或断开以使功率晶体管分别进入传导状态或截止状态的充电晶体管(413)。供电电容给控制器提供逻辑电压。该控制器在第一时间间隔(813)内使用充电晶体管使功率晶体管进入传导状态并在第二时间间隔内使用控制晶体管使功率晶体管进入传导状态。

Description

无辅助绕组的高压转换器
技术领域
本发明涉及用于固态发光(SSL)装置如发光二极管(LED)的驱动电路和/或电源转换器。
背景技术
在包括反激开关电路或反激电源转换器的LED驱动电路中，变压器通常用于通过变压器的次级绕组将驱动电路的输入端的电能传递给LED。此外三级或辅助绕组可用于提供电源给驱动电路的控制器(如集成电路)，和/或用于提供关于电源转换器内的开关波形的不同电压和瞬态信号的信息。
使用这样的辅助绕组是不利的，因为辅助绕组给驱动电路和/或电源转换器增加了额外的成本。另一个方面，通过移除辅助绕组，一些特性比如提供逻辑电源电压给驱动电路的控制器，检测变压器续流和/或测量各种电压可能不再提供。
本发明用于解决上述技术问题。尤其是本发明描述了一种驱动电路和/或电源转换器，该驱动电路和/或电源转换器用于提供一个或上述的特性而不需要附加的辅助绕组。因此，提供了一种经济有效的驱动电路和/或电源转换器，尤其是用于SSL应用的驱动电路和/或电源转换器。
关于SSL装置的驱动电路和/或电源转换器的进一步要求是调光器的兼容性，尤其是切相调光器的兼容性。本发明描述的驱动电路和/或电源转换器可用于和/或可操作兼容于这样的调光器。这样，可提供用于SSL装置的经济有效且与调光器兼容的驱动电路。
发明内容
根据一个方面，描述了一种用于驱动电路的控制器，该驱动电路用于给受输入电压(如市电电压)影响的负载提供驱动电压。该驱动电路包括电源转换器网络和功率晶体管。该电源转换器网络可包括电感(如变压器)。特别地，该电源转换网络可包括反激转换器网络或谐振转换器网络。该功率晶体管(在本发明也称为功率开关)可包括金属氧化物半导体(MOS)晶体管，例如场效应晶体管，特别是N型MOS晶体管。可选地或另外，该功率晶体管可包括双极型晶体管。
该控制器可包括控制晶体管(这里也称为控制开关)，该控制晶体管用于将功率晶体管的低压端与电压电势(如地)连接或断开，以使功率晶体管分别处于传导状态或截止状态。如果是MOS晶体管，该低压端可包括该MOS晶体管的源极，以及如果是双极型晶体管，该低压端可包括该双极型晶体管的发射极。该功率晶体可进一步包括高压端。如果是MOS晶体管，该高压端可包括该MOS晶体管的漏极，以及如果是双极型晶体管，该高压端可包括该双极型晶体管的集电极。该功率晶体可进一步包括中间电压端。如果是MOS晶体管，该中间体压端可包括该MOS晶体管的栅极，以及如果是双极型晶体管，该中间体压端可包括该双极型晶体管的基极。
该控制晶体管可用于将功率晶体管的低压端直接与低压电势连接(如地)，不需要任何中间元件。该功率晶体管的中间电压端可维持在栅极电压值。通过将功率晶体管的栅极-源极电压(或基极-发射极)升高到大于功率晶体管的阈值电压，功率晶体管可进入传导状态。在另一方面，通过将功率晶体管的栅极-源极电压(或基极-发射极)下降到小于阈值电压，功率晶体管可进入截止状态(在截止状态中基本上没有漏极-源极电流(或发射极电流)流过该功率晶体管)。该传导状态可包括导通状态，在该导通状态中，功率晶体管具有最小的导通电阻。进一步，该传导状态可包括一种状态，在该状态中该导通电阻被调整并且该功率晶体管表现为具有可变电阻值的电阻。
该控制器进一步包括充电晶体管(这里也称为充电开关)，该充电晶体管与控制晶体管并联并用于将功率晶体管的低压端与供电电容连接或断开，以使功率晶体管分别进入传导状态或截止状态。特别地，功率晶体管的低压端可连接到供电电容的一端。供电电容的另一端可与低压电势(如地)连接。这样，通过该供电电容，该充电晶体管可将功率晶体管的低压端连接到低压电势。该充电晶体管可以是电流源和/或电流镜像的一部分。
该供电电容可用于给控制器和/或驱动电路的其他功能提供逻辑电压。这样，通过闭合充电晶体管，功率晶体管的低压端可达到逻辑电压(加上低压电势的电平)。该电平可足够低(相对于栅极电压)以提供高于功率晶体管的阈值电压的栅极-源极电压(或基极-发射极电压)。
该控制器可用于在第一时间间隔内使用充电晶体管使功率晶体管进入传导状态。进一步，控制器可用于在第二时间间隔内使用控制晶体管使功率晶体管进入传导状态。第一和第二时间间隔可不同。另外，充电晶体管闭合的时间间隔和控制晶体管闭合的时间间隔可以是相互排斥的。这样，功率晶体管的状态(尤其是功率晶体管的传导状态)可采用两个(并联的)晶体管，控制晶体管和充电晶体管，进行控制。当使用充电晶体管时，流过功率晶体管的漏极-源极电流(或发射极电流)可用于对供电电容进行充电/放电，从而维持该逻辑电压。可以实现供电电容的再充电而不用使用与电源转换器网络的电感连接的辅助绕组。因此，供电电容的再充电可以以经济有效的方式实现。
控制器可用于确定供电电容提供的逻辑电压。特别地，可以确定逻辑电压下降到小于预定的低阈值电压。进一步，该控制器可用于根据确定的逻辑电压控制充电晶体管和控制晶体管。特别地，可以控制该充电晶体管和控制晶体管从而该逻辑电压维持高于预定的低阈值。同时，可以控制该充电晶体管和控制晶体管从而功率晶体管工作于所需的状态，从而该驱动电路提供稳定的驱动电压。
因此，通过提供及适当地控制充电晶体管和控制晶体管，该逻辑电压可维持在稳定的水平，并同时操作功率晶体管和电源转换器。这样，提供充电晶体管能够实现供电电容的经济有效的和受控的再充电。
该传导状态可对应于或可包括功率晶体管的导通状态。该控制器可用于使功率晶体管工作于在导通状态和截止状态之间切换的开关模式。该功率晶体管可根据换向周期率切换。当功率晶体管处于导通状态时，在换向周期的第一阶段，第一时间间隔可在第二时间间隔之前。如上面指出的，该电源转换器网络通常包括电感。因此，当功率晶体管处于导通状态时，流过功率晶体管的电流通常增加(从0上升到峰值电流)。通过选择在第二时间间隔之前的第一时间间隔(例如在换向周期的开始选择第一时间间隔)，对供电电容进行充电(再充)的电流相对较低。因此，可以改善对供电电容的充电的控制(由于流过功率开关的电流相对低)。这能够提供一种改进的供电电容的过电压保护(该过电压由供电电容的可能的过充电引起)。
该控制器可用于使充电晶体管工作于线性模式以控制流过功率晶体管的电流水平。通过在线性模式控制充电晶体管，该功率晶体管可工作于线性模式。这可有利于产生泄放电流以对驱动电路输入端的一个或多个电容进行放电。特别是，这可有利于结合调光器操作用于SSL装置的驱动电路。与充电电容类似，控制晶体管可工作于线性模式(在第二时间间隔内)。
进一步，该控制器可用于根据提供给供电电容的电荷和/或根据供电电容的电压降水平确定第一时间间隔的长度和/或充电晶体管的工作点(如导通电阻)。特别是可以测量流过功率晶体管的电流。可操作充电晶体管来使流过功率晶体管的电流保持在预定水平。可选地或另外，可操作充电晶体管从而在第一时间间隔内流过功率晶体管的电流的积分对应于提供给供电电容的电荷(例如为了将逻辑电压增加到预定的高阈值电压)。
这样，当功率晶体管工作在线性模式时，该充电晶体管可用于对供电电容进行充电(再冲电)，以产生泄放电流。因此，泄放电流可用于对供电电容进行充电，从而提供高效节能的驱动电路。
如上面指出的，该控制器可用于控制充电晶体管和/或控制晶体管的导通电阻以使功率晶体管工作于开关模式或线性模式。特别地，可控制充电晶体管和控制晶体管的组合使功率晶体管好像是由单个控制晶体管操作的。然而，提供附加的充电晶体管提供了以高效节能和经济有效的方式对供电电容进行充电的可能性。
该控制器或驱动电路可进一步包括稳压器，该稳压器与供电电容并联。该稳压器可用于将供电电容的电压降限定在预定的过电压值。这样，供电电容可避免过充电。该稳压器可包括分流稳压器和/或用于灌电流和/或拉电流的稳压器。
该控制器可进一步包括充电二极管，该充电二极管用于阻止电流从供电电容流到功率晶体管。该充电二极管可以是或可包括有源二极管功能(包括MOS晶体管或BJT晶体管)。这样，该充电二极管可避免供电电容放电，例如避免供电电容在功率二极管处于截止状态的瞬间放电。
该控制器可进一步包括续流检测电路(包括例如比较器)，当续流检测电路连接到功率晶体管的低压端且功率晶体管处于截止状态时，该续流检测电路用于检测功率晶体管的低压端的瞬时电压。通常，功率晶体管包括(寄生的)漏极-源极电容(或集电极-发射极电容)。该漏极-源极电容可将功率晶体管高压端的瞬时电压(该瞬时电压由例如电感的续流引起)连接到功率晶体管的低压端。这样，可以以经济有效的方式在功率晶体管的低压端检测续流(不需要专用的磁性连接到电源转换器网络的辅助绕组)。
根据又一个方面，描述了一种用于提供驱动电压给受输入电压影响的负载(如SSL装置)的驱动电路。该驱动电路包括电源转换器网络，该电源转换器网络包括与输入电压连接的电感。进一步，该驱动电路包括(源控)功率晶体管，该功率晶体管具有与电感连接的高压端和通过控制器的控制晶体管与低压电势(如地)连接的低压端。进一步，驱动电路可包括控制器，该控制器用于(用控制晶体管)控制功率晶体管的状态。控制器可包括本发明描述的特征的任何可能的组合。另外，该驱动电路可包括供电电容，该供电电容用于给控制器提供逻辑电压。
驱动电路可包括栅极电阻，该栅极电阻设置在功率晶体管的高压端和功率晶体管的中间电压端之间。栅极电阻可用于从功率晶体管的高压端的电压获得(源控)功率晶体管的栅极电压。另外，驱动电路可包括稳压电容，该稳压电容设在功率晶体管的中间电压端和低压电势(如地)之间。栅极电容可用于维持功率晶体管的中间电压端的栅极电压(即使功率晶体管高压端的电压改变)。这样，驱动电路可以以有效方法给功率晶体管提供栅极电压。
驱动电路可进一步包括齐纳功能，该齐纳二功能设置在功率晶体管的中间电压端和供电电容之间。该齐纳功能可采用齐纳二极管和/或MOS晶体管和/或BJT晶体管实现。举例来说，驱动电路可包括提供齐纳功能的齐纳二极管。齐纳功能的击穿电压可取决于栅极电压的目标值和逻辑电压的目标值。特别地，齐纳功能的击穿电压可取决于或可对应于栅极电压的目标值和逻辑电压的目标值的差值。齐纳功能的击穿电压在操作过程中是可调整的。
这样，齐纳功能可用于将功率二极管的中间电压端固定到栅极电压的目标值(即使受到功率晶体管的高压端电压的变化的影响)。进一步，该齐纳功能可作为以经济有效的方式对供电电容进行充电(再充电)的路径。
驱动电路可进一步包括栅极二极管，该栅极二极管与栅极电阻串联，并用于阻止电流从功率晶体管的中间电压端流到功率晶体管的高压端。该栅极二极管可以是或可包括有源二极管功能(包括例如MOS晶体管或BJT晶体管)。栅极二极管可因此防止功率晶体管的中间电压端和/或稳压电容放电。
驱动电路可包括镜像电流，该镜像电流包括输入侧和输出侧。该输入侧可设置在栅极电阻和功率晶体管的中间电压端之间。进一步，驱动电路可包括分流电阻功能，该分流电阻功能与镜像电流的输出侧串联。分流电阻功能可包括电阻和/或一个或多个受控晶体管。这样，分流电阻的压降可表示功率晶体管高压端的电压。不需要额外的辅助绕组也能够表示功率晶体管高压端的电压值。这样，电压测量可以以经济有效的方式实施。
驱动电路可进一步包括第二栅极电阻和/或第二栅极二极管，该第二栅极电阻和/或第二栅极二极管的一端与驱动电路的测量点连接，另一端与镜像电流的输入侧连接。通过使用附加的栅极电阻和/或额外的栅极二极管，可在分流电阻提供多个电压测量。多个栅极二极管可用于将多个电压测量相互分离。
如上面指出的，该功率晶体管可包括具有基极的双极型晶体管。驱动电路可进一步包括电荷泵，该电荷泵用于增加双极型晶体管基极的电压。特别地，该电荷泵可用于在第一时间间隔(充电晶体管处于传导状态)内增加双极型晶体管的基极电压。这样，电荷泵可用于增加基极的电压，从而充电晶体管和/或供电电容的电压等于或大于逻辑电压。这样，通过使用电荷泵，即使是使用双极型晶体管，也可以确保供电电容增加到逻辑电压。电荷泵可包括电荷泵电容。可使用供电电容可对电荷泵进行充电(再充电)。
根据又一方面，描述了一种灯泡组件。该灯泡组件包括电连接模块(例如标准化的插座)，该电连接模块用于电连接到市电电源，从而提供输入电压波形。另外，灯泡组件包括本发明列出的任意方面的驱动电路。
根据另一个方面，描述了一种操作本发明列出的控制器和/或驱动电路的方法。该方法可包括多个步骤，该多个步骤对应于本发明描述的控制器和/驱动电路的多个特征。特别地，该方法可对供电电容进行充电，该供电电容用于给驱动电路的控制器提供逻辑电压。该驱动电路可用于给受输入电压影响的负载提供驱动电压。进一步，该驱动电路可包括电源转换器网络和(源控)功率晶体管。该方法可包括在第一时间间隔内将功率晶体管的高压端连接到供电电容，以使功率晶体管进入传导状态。该方法还包括在第二时间间隔内将功率晶体管的低压端直接连接(即没有通过供电电容)到低压电势(如地)，以使功率晶体管进入或保持在传导状态。
根据又一个方面，描述了一种软件程序。该软件程序可适于在处理器中执行且当在处理器中实施时，执行本发明列出的方法步骤。
根据另一个方面，描述了一种存储介质。该存储介质可包括软件程序，该软件程序适于在处理器中执行且当在处理器中实施时，执行本发明列出的方法步骤。
根据又一个方面，描述了一种计算机程序产品。该计算机程序可包括可执行的指令，当该可执行的指令在计算机执行时，该可执行的指令执行本发明列出的方法步骤。
应当注意的是，包括本发明列出的优选实施例的方法和系统可以单独使用或结合本发明揭露的其他方法和系统使用。另外，系统的上下文中列出的特征也适用于对应的方法。进一步，本发明列出的方法和系统的所有方面可任意结合。特别地，多个权利要求中的多个特征可以以任意的方式结合。
在本发明中，术语“连接”是指元件相互之间电连通，不论是例如通过电线直接连接，或是以其他方式连接。
附图说明
本发明结合附图以举例的方式在下面进行说明，其中
图1示出了示例的灯泡的方块图；
图2示出了LED灯的示例供电装置；
图3a示出了LED灯的示例驱动电路；
图3b示出了驱动电路的示例的控制单元或控制器的方块图；
图4示出了示例驱动电路的节选的方块图；
图5示出了另一个示例驱动电路的节选的方块图；
图6示出了又一示例驱动电路的节选的方块图；
图7示出了用于对供电电容进行再充电的示例方法的流程图；
图8示出了换向周期的示例阶段；以及
图9示出了包括双极型晶体管的示例驱动电路的节选的方块图。
具体实施方式
在本发明中，灯泡“组件”，包括替换传统白炽灯丝基灯泡特别是连接到标准电力供应的灯泡所需要的所有元件。在英式英语(本文档中)，该电力供应是指市电(mains)，而在美式英语，该电力供应通常是指电源线。其他术语包括AC电源、线电源、家庭电源和电网电源。应当理解可很容易替换这些术语，和这些术语具有同样的意思。
通常，在欧洲，供电电压为50Hz的230-240V的交流电，而在北美为60Hz的110-120V的交流电。本发明设置的原理应用于任何合适的供电，包括提及的市电/电源线，DC电源和经整流的AC电源。
图1是灯泡组件的示意图。组件1灯泡壳体2和电连接模块4。该电连接模块4可以是螺旋式或卡扣式，或其他适合连接到灯泡插座的连接件。电连接模块4的通常的例子是欧洲的E11，E14和E27螺旋式和北美的E12，E17和E26螺旋式。进一步，光源6(也称为发光体)设置在壳体2中。该光源的例子为CFL灯管或固态光源6，如发光二极管(LED)或有机发光二极管(OLED)(后者称为固态照明，SSL)。光源6可由单个发光装置或多个LED实现。
驱动电路8(本发明也称为供电装置)设置在灯泡壳体2中，并用于将通过电连接模块接收的供电转换成用于光源6的受控驱动电流。如果是固态光源6，该驱动电路8用于提供给光源6提供受控的直接驱动电流。
壳体2给光源和驱动元件提供了合适强度的外壳，并包括需要的光学元件以从组件提供所需的输出光。壳体2也可提供散热能力，因为光源的温度管理对光输出最大化和光源寿命十分重要。相应地，通常将壳体设计成能够将灯泡产生的热进行传导远离光源，并离开整个组件。
为了使SSL基的灯泡与切相调光器兼容，用于这种SSL基灯泡的供电装置8可提供例如以下功能：
1.从调光器设置的电源电压获取能量。
2.过滤电源电压的任何电压波动以使光输出不会闪烁。
3.将SSL灯电流/功率(以及因此发光强度)调整到所需要的调光水平。
此外，本发明描述了允许实施一个或多个上述功能的方法和系统。下面将在LED灯的上下文中描述这些方法和系统。但是，应当注意的是，这里描述的方法和系统同样适用于控制供给其他类型的照明技术如其他类型的SSL基础的灯泡(如OLED)的电源。
图2示出了供电装置100的方块图，该供电装置可用于根据市电电源提供的电源控制用于点亮LED装置104的电源。供电装置100从市电接收输入电源111。输入电源111可以已经由调光器进行了调整。存在各种类型的调光器，最常用的调光器的类型是所谓的可控硅调光器或切相调光器。每个交流半周期开始后，可控硅调光器在可调时间(相角)打开，从而改变施加到灯泡的电压波形以及因此改变其根均方(RMS)电压有效值。因为可控硅调光器切换供应电压的一部分(而不是吸收它)，所以调光器浪费很少的电能。调光可几乎瞬间实施并很容易通过遥控电子装置控制。通常，在国内发光应用中用TRIAC(交流三极管)作为调光器中的晶闸管。调光器的变形为前沿切相调光器，后沿切相调光器或用于在前沿和/或后沿切相之间切换的智能调光器。这里描述的方法和系统适于任何上述调光器的变形。进一步，本发明描述的方法或系统适于具有例如150W限定输出的LED专用的数字调光器和/或切相调光器。
这样，切相调光器通常用于移除正弦市电电压的特定相位。这导致提供给传统白炽灯的RMS电压降低，从而降低白炽灯的发光强度。另一方面，节能发光技术如LED或OLED需要预定的直流(DC)电压值，从而调光器对正弦市电电压的修改不能直接用来修改发光强度。因此，用于这种节能灯的供电装置或驱动电路通常包括一种装置，该装置将该切相输入电压转换成用于光源(如LED或OLED)的适当降低的电源。
现在回到图2的示例供电装置或驱动电路。该示例供电装置包括切相角检测单元102，该切相角检测单元感应输入电压112和估计调光器已经切掉的在原始正弦市电电压的相角。所估计的相角表示所需的调光值并被传递到LED控制单元103，LED控制单元通过控制信号114控制LED电源101以给LED104(在图1称为光源6)提供输出电源115，输出电源115驱动LED104以提供处于所需调光值的光116。
如上面指出的，本发明处理了在灯泡组件的不同情况检测切相角的问题。为了测量实际的调光切相角，放电或泄放电流可用于在多个阶段将灯泡组件1的市电输入端的电压(即输入电压)复位成0，在该多个阶段中调光开关元件(如TRIAC)处于截止状态。如果没有复位电流拉出，灯泡组件的市电电压端的电压以很慢的速率放电并且在输入见不到瞬时电压改变。因此，通常很难检测到切相角。
可选择放电或泄放电流足够大以在有限的时间窗口内确保合适的放电。特别地，放电应当在调光器打开之前结束，从而能够检测切相角。进一步，放电电流不应给电源转换器贡献从市电电源摄入的能量。换句话说，电源转换器的能量摄入可不与放电电流连接，从而避免提供调节光源6，104的驱动电流和/或驱动电压。进一步，该放电电流可以限定在最大值以避免灯泡组件1中的特别是灯泡组件中的驱动电路的元件过载。
图3a展示了根据调光器控制的输入电压341控制SSL装置104的照明水平的示例系统300。输入电压341由市电电源结合调光器(结合标号308)提供。驱动电路350用于产生驱动电压342和驱动电流345。驱动电压342通常为基本上是恒定的电压，该电压对应于SSL装置104的开启电压。驱动电流通常为基本上是恒定的电流，该电流根据SSL装置104的目标照明水平设置。
驱动电路350可包括整流单元306，整流单元306用于对输入电压341进行整流。整流单元306可包括半波或全波整流器。进一步，整流单元306可包括EMI(电磁干扰)滤波元件。通常，整流单元306用于与稳压电容307结合，稳压电容307用于平滑该所整流的输入电压。
进一步，驱动电路350通常包括电源转换器网络331。在示出的例子中，电源转换器网络331为SEPIC(单端初级电感转换器)网络，其包括线圈332，电容333，335以及二极管/开关334。可选的电源转换器网络331的结构是例如降压转换器网络或反激转换器网络。电源转换器网络331可与功率开关304结合实现开关模式的电源转换器，该开关模式的电源转换器用于将输入电压341的能量传递给负载104。特别地，可以对电源转换器331，304进行操作，从而所整流的输入电压被转换成用于SSL装置的基本上恒定的驱动电压342。
如上文所述的，开关304可工作于第一模式(也称为开/关模式或开关模式)，在第一模式中，开关304以预定的换向周期率和预定的占空比在导通状态和截止状态之间交替(其中占空比定义了换向周期中导通状态的部分)。换向周期率和占空比可用于控制电源转换器331，304的转换率。进一步，开关304可工作在第二模式(也称为线性模式)，在第二模式中，开关304被控制以允许预定的漏极-源极电流流过开关304。换句话说，在第二模式中，开关304可作为可变电阻。流过开关304的电流可用于重设(经整流的)输入电压341。特别地，流过开关304的电流可用于对稳压电容307进行放电，从而能够进入“非平滑”(整流的)输入电压341，以及因此能够实行切相角的可靠测量。
开关304的第一和第二模式可通过由控制单元320产生的(栅极)控制信号343控制。控制单元320可包括模式选择器321，该模式选择器用于在第一控制信号产生单元325和第二控制信号产生单元322之间切换，第一控制信号产生单元325用于产生用于开关304的第一模式的控制信号343，第二控制信号产生单元322用于产生用于开关304的第二模式的控制信号343。控制逻辑324可用于根据反馈信号344控制模式选择器321，其中反馈信号344可表示流过开关304的电流。以举例的方式，流过开关304的电路可被感应电阻305感应，从而在感应电阻305产生电压降，该电压降与流过开关304的电流成正比。在示出的例子中，反馈信号344对应于感应电阻305的电压降并因此与流过开关304的电流成正比。
为了使开关304工作在第一模式，控制逻辑324设置该模式选择器321，从而开关304的栅极与第一控制信号产生单元325连接，第一控制信号产生单元325包括例如运算放大器。进一步，控制逻辑324可用于提供脉冲宽度控制信号，该脉冲宽度调制信号被第一控制信号产生单元325转换成控制信号343，控制信号343使开关304进入具有预定的换向周期率和预定的占空比的交替的开/关状态。
为了使开关304工作在第二模式，控制逻辑324设置该模式选择器321，从而开关304的栅极与第二控制信号产生单元322连接，第二控制信号产生单元322包括例如比较器。该比较器可用于使用反馈信号344实现反馈环，因此确定控制信号343，从而反馈信号344与预定的参考信号326对应。特别地，可以确定控制信号343从而流过开关304的电流与预定的放电电流对应。可以选择预定的放电电流，从而驱动电路350的元件(特别是电源转换器网络331和整流器306)可免受过压和/或放电在预定的放电时间间隔内执行。以举例的方式，预定的放电电流可在10mA或100mA范围内。
控制单元320可进一步包括反馈处理模块323，反馈处理模块323用于分析反馈信号344。反馈处理模块323可用于确定反馈信号344大于预定的反馈阈值。这种情况可表示调光器308进入开启状态，从而提供幅度大于预定的输入电压阈值(如0)的输入电压341。换句话说，这种情况可表示输入电压341中的切相角。反馈处理模块323可将这种情况表示给控制逻辑324。
控制逻辑324可确定切相时间间隔，该切相时间间隔表示切相角。切相时间间隔可对应开关304进入第二模式和反馈处理模块323检测到反馈信号344高于预定的反馈阈值(即调光器308打开时)之间的时间间隔。进一步，受反馈处理模块323检测到反馈信号344高于预定的反馈阈值影响，控制逻辑324可控制开关304工作于第一模式。换句话说，如果检测到调光器308打开，控制逻辑324可控制模式选择器321使开关304进入第一模式。
进一步，图3a的驱动电路350可包括输入电压测量装置390(例如分压器)。输入电压测量装置390可用于将从输入电压341获取的电压392提供给控制单元320。控制单元320可包括接收电压392的引脚。
泄放电流可以各种不同的方式产生。通过实例方式，泄放电流可增加(例如从0增加)或减少(例如减少到0)，以防止电流峰值。控制单元320可用于相应地使开关304工作于第二模式。可选地或另外，泄放电流可仅在相对低的输入电压下产生和/或泄放电流可仅在市电电压周期的一部分产生。这有利于降低功率开关304的能量损失。
图3b示出了驱动电路350的示例控制单元320的示意方块图。图3b的控制单元320(左手侧)对应于图3a的控制单元320。进一步，图3b的控制单元320(左手侧)包括开关372，开关372用于提供脉冲宽度调制控制信号给开关304，以使开关304工作于开/关模式。此外，图3b的控制单元320包括晶体管371，晶体管371用于控制开关304的栅极控制信号343，从而控制流过开关304的电流。
图3b(右手侧)展示了示例控制单元320的方块图，控制单元320可与源控开关304结合使用。这样，开关304可具有电平位移器功能，该电平位移器通过其源极控制。图3b(右手侧)的开关304与栅极电压Vcc连接(例如Vcc＝12V)。控制单元320包括第一支路，该第一支路包括工作于开/关模式的PWM驱动381和PWM控制开关382。进一步，控制单元320包括第二支路，该第二支路包括开关383和电流源384。第一支路可用于使开关304工作于第一模式(即开/关模式)。第二支路可用于使开关304工作于第二模式(即线性模式)。流过开关304的电流可使用电流源384固定。当工作在第二模式时，第一支路的开关382保持在断开状态。另一方面，当工作在第一模式时，开关383可保持在断开状态。控制单元320是有益的，因为其没有包括控制环，和/或因为其使用的端口的数量减少了。
应当注意的是，如果是图3b(右手侧)的示例控制单元320，输入电压341的表示可在控制单元320的引脚测量，即在开关304的源极测量。特别地，可以测量到开关304漏极的电压下降到小于栅极电压Vcc。进一步，可以测量到电流源384饱和。这样，市电电压的周期可在控制单元的端口检测。
下面，对具有源控功率开关304的转换器331，304进行进一步详细的分析。通常，提供给驱动电路350的控制单元或控制器320的电能具有逻辑电压的电压值。逻辑电压可小于上述施加到源控功率开关304的栅极的栅极电压Vcc。逻辑电压可由供电电容420(如图4所示)提供。供电电容420可与控制单元320的电源引脚连接。
驱动电路350启动时，供电电容420通常是没有充电的。因此，在驱动电路350启动过程中，供电电容420需要充电。图4示出了可使用流过源控功率开关304的电流对供电电容420进行充电的电路400。电路400包括充电开关413，充电开关用于将功率开关304的源极通过供电电容420连接到地。在启动过程中，充电开关413可合上，从而功率开关304的源极连接到地，从而关闭功率开关304。这导致电感电流流过电感322和功率开关304。如果控制开关382断开(即处于截止状态)，流过功率开关304的电流流过充电开关413流入供电电容420，从而对供电电容420充电。可选的充电二极管414可用于阻止反向电流从供电电容420流到功率开关304。
当供电电容420的电压降达到预定的电压值(如逻辑电压值)，充电开关413可断开以及控制开关382可闭合。特别地，启动和对供电电容420充电后，控制开关382可工作在开关模式，以功率开关304工作于第一模式。
图4示出了控制单元320的引脚411，412，即控制开关382和充电开关413可实施为控制单元320的一部分(如实施为集成电路的一部分)。
工作中，控制单元320消耗从供电电容420拉出的能量。这样，供电电容420的电压降可减少。充电开关414可用于和可操作对供电电容420进行再充电。供电电容420的再充电可以以周期性的方式实施(例如，当工作在第一模式时，根据电源转换器304，331和/或功率开关304的换向周期率)。功率开关304的换向周期通常包括第一阶段和第二阶段，在第一阶段功率开关304合上，在第二阶段功率开关304断开。当功率开关304闭合，电感电流以预定的斜率上升，其中预定的斜率取决于电感322的电感值。上升开始的时候，电感电流通常为零并逐渐增加到峰值电流。当功率开关304闭合，电感电流流过功率开关304。
与启动阶段的方式类似，流过功率开关304的电流可用于使用充电开关413对供电电容420进行再充电。为了这个目的，换向周期的第一阶段可细分成第一子阶段，在第一子阶段充电开关413闭合，以控制功率开关304进入导通状态，并使电流流过功率开关304流到供电电容420以对供电电容420进行再充电。在第一子阶段，控制开关382通常保持断开。
一旦供电电容420的电压降达到预定值(如逻辑电压值)，充电开关413可断开，且控制开关382可控制功率开关304。特别地，控制开关382可在换向周期的第一阶段的第二子阶段闭合，以使功率开关304维持导通状态。进一步，在后来的阶段，控制开关382可断开，以使功率开关304进入截止状态(用于换向周期的第二阶段)。
图8示出了功率开关304的换向周期内的作为时间802的函数的电感电流801(工作于第一模式，即开关模式)。在换向周期的第一阶段811的开始时间点802(以及在第一阶段811的第一子阶段813的开始)，充电开关413闭合(而控制开关382保持断开)，以使功率开关304进入导通状态。因为功率开关304闭合，电感电流801以预定的斜率上升。在第一子阶段812，流过功率开关304的电流(即电感电流801)可用于对供电电容420进行再充电。在时间点804确定供电电容420的电压降达到预定的目标值。这样，充电开关413断开以及控制开关382闭合以继续换向周期的第一阶段811(在第一阶段811的第二子阶段814)。
控制开关382维持闭合直到时间点805(例如电感电流801达到预定的峰值时)。这样，功率开关304进入换向周期第二阶段812的截止状态。之后电感322将能量传递给电源转换器331，304的输出端。
供电电容420的再充电过程可根据需要实行重复，例如当供电电容420的电压值下降到低于预定的低阈值。可选地或另外，再充电可以周期性的方式重复(在每个换向周期或在换向周期的一部分)。
这样，充电开关413可使用电感电流801以有效的方式保持供电电容420里面的能量。换句话说，电路400展示了一个根据电感电流801维持逻辑电压的有效的方案。电路400没有使用辅助线圈，即没有使用磁性连接到电感322的线圈。因此，电路400能够经济有效地对供电电容420进行再充电。
如上面指出的，该功率开关304可工作于第一模式(开关模式)和/或第二模式(线性模式)。当工作于第二模式，功率开关304可用于拉出泄放电流，以对一个或多个在驱动电路350的输入端的电容307进行放电，以使调光器308能够可靠点燃。充电开关413可用于在线性模式(如控制开关382保持断开)控制功率开关304。这样，流过功率开关304的泄放电流可用于对供电电容420进行再充电。这样，可以以节能的方式对供电电容420进行再充电，因为如果不用于充电，泄放电流是损失掉的。
图4的控制单元320还包括比较单元415。比较单元415可用于将功率开关304源极的电压与参考电压进行比较。这样可有利于实施续流检测，即用于检测电感322已经释放所有存储的能量的时间点。如图8所示，电感电流801在换向周期的第一阶段811(功率开关304处于导通状态)上升。这样，能量存储在电感322。在换向周期的第二阶段812(功率开关304处在截止状态)，电感电流801下降，从而将储存的能量释放到电源转换器网络331的输出端。当电感电流801下降到0，即所有储存的能量都已经释放时，时间点806也称为电感322发生续流的时间点。这有利于检测事件点806，以触发功率开关304的下一个换向周期。
电感322(如变压器322)的续流通常导致功率开关304的漏极电压值瞬变。因为功率开关304的一个或多个寄生电容，尤其是因为功率开关304的漏极-源极寄生电容，功率开关304漏极的电压值的瞬变可连接到功率开关304的源极。这样，漏极电压值的瞬变可在功率开关304的源极检测(使用例如比较器415)。特别地，可以测量功率开关304源极电压的震荡(功率开关304处在截止状态)。这是有利的，因为这允许较低电压值的续流检测(与直接基于电感322的电压值或功率开关304的漏极电压值的续流检测相比)。进一步，这可以不使用辅助线圈实现续流检测。因此，电路400提供了经济有效的手段来测量续流。
图4的电路400还包括将功率开关304的栅极维持在预定的栅极电压Vcc(如维持在12V或15V)。at 12V or at 15V)。为此目的，电路400可包括齐纳二极管437。齐纳二极管437可具有击穿电压，该击穿电压取决于施加到功率开关304的栅极的栅极电压Vcc。在所示的例子中，齐纳二极管437与供电电容420串联，其中供电电容420可处在逻辑电压电平(如5V)。因此，齐纳二极管437的击穿电压可对应于栅极电压Vcc(如15V)与逻辑电压(如5V)的差值。应当注意的是齐纳二极管437可作为对供电电容420进行再充电的附加路径。
栅极电压Vcc可通过栅极二极管431(用于防止反向电流)和通过电阻432(这里也称为栅极电阻或测量电阻)从功率开关304的漏极获取。栅极电压Vcc可使用电容436(这里也称为栅极电容)进行稳压。
电路400还包括用于测量功率开关304的漏极的电压值的电路。使用镜像电流433和反向保护二极管438，功率开关304漏极的电压可使用分流电阻434在引脚435测量。因此，用于维持功率开关304栅极的栅极电压Vcc和/或对供电电容420进行再充电的电流也可用于测量功率开关304漏极的电压值。应当注意的是，漏极电压的测量可不使用变压器322的辅助绕组实现。因此，漏极电压的测量可以以经济有效的方式实现。
换句话说，图4中的电路400包括源控外部功率开关304(如MOS晶体管，特别是NMOS)，以将电感322的高电压从电路的其他部分(特别是从控制单元320)屏蔽掉。电源转换器网络331可包括反激式电源转换器以及该反激式转换器的开关功能可使用控制开关382完成，以控制功率开关304的开关状态和从而激励电感322。功率开关的栅极可保持在固定的栅极电压Vcc，该栅极电压Vcc由齐纳二极管437的击穿电压和由供电电容420保持的逻辑电压定义。
当功率开关304断开(即控制开关382断开)，电感322的反激电压(即功率开关304的漏极电压)可通过栅极电阻432测量。流过栅极电阻432的电流也可用于使用齐纳二极管437对外部供电电容420进行再充电，供电电容420以逻辑电压作为参考。使用镜像电流433和反向保护二极管438，可测量流过栅极电阻432的电流。已知栅极电阻432的电阻值，可确定栅极电阻432的电压降。这样，可测量电感322的电压(如在测量引脚435测量)。附加元件的电压降通常只产生小的(合理固定的)误差，因为栅极电阻432的电压降通常是十分大的(如在100伏数量级)。测量结果的误差项可调节和去除。
控制开关382和充电开关413可在正常的工作模式(如第一模式)控制电源转换器。若供电电容420的逻辑电压下降到小于预定的阈值，充电开关414可在后面的转换周期(也称为换向周期)中的一个周期闭合，以将功率开关304的源极与供电电容420连接和对供电电容420进行再充电。在这个工作模式中，可增加Z功能电压(即齐纳二极管457的击穿电压)以保证外部功率开关304栅极上有足够高的栅极电压Vcc。这个电压可之后在正常工作模式中重新下降。
如上面指出的，Z功能传导(通过齐纳二极管437)可给供电电容420提供附加的充电路径。充电电流通常由栅极电阻432限制，栅极电阻432通常在500千欧范围，从而将流过栅极电阻432的电流限定在500μA范围。
可通过外部功率开关304的寄生漏极/源极电容检测续流。如果功率开关304的漏极电压摆动，瞬态信号可传递给功率开关304的源极以及在功率开关415源极的比较器415可用于检测该瞬态信号。
电路400启用电源转换器网络331的CDSM(临界间断开关模式)，这是最佳效率所需的。
图5展示了可用于实行多个高压测量的电路500的电路图。电路500可包括附加二极管503，二极管503可连接到驱动电路330的另一个(高压)节点。使用两个二极管503。431，可在测量引脚435测量两个不同的电压值。
在电感322的充电阶段，即在换向周期的第一阶段811，功率开关304处在导通状态和因此将第一二极管431(也称为第一测量二极管或第一栅极二极管)下拉接地。这样，第一测量二极管431被反向偏置且不再导电。这能够通过第二测量二极管503进行测量。特别地，在换向周期的第一阶段811，第一测量二极管431的失活可将第二测量二极管503激活。
另一方面，当功率开关304关断，第一测量二极管的电压和第二测量二极管503的电压可结合且结合电压(如电压的总和)可在测量引脚435测量。通过考虑功率开关304的状态，开关功能可用于分离这两个不同的测量。使用这个信息，系统能够处理这两个分离的电压。
如上面指出的，供电电容420可在功率开关304的开关阶段进行充电。图5中，充电开关413表示为可变电阻513。通过改变可变电阻513的值，开关脉冲的第一部分813(特别是换向周期的第一阶段811的第一子阶段813)可用于通过充电二极管414对供电电容420进行充电。随后，控制开关382可用于完成电感332的激励。可变电阻513的值可取决于用于对供电电容420实行再充电所需的电荷。因此，可变电阻513的值(如充电开关413的导通电阻的值)可依靠供电电容420所需的电荷修改。电路500可包括分流稳压器501，502，以限定供电电容420的充电和防止供电电容402提供过压。跨过可变电阻413，513的附加比较器可用于在能量传递过程中检测误差。
图6展示了用于测量高电压的包括测量或栅极电阻601，602和测量二极管603的电路600。测量二极管603不需要承受高电压，因为主要的电压降维持在测量电阻601，602。这可通过交换测量二极管和测量电阻的顺序来实现。通过使用测量电阻601，602，测量二极管603仅(给在300V范围的电感322的电压)承受10-20V范围的反向电压。这样，测量二极管603可使用低压技术集成。这可需要单独的引脚。但是一个引脚可用于两个外部低压二极管。
图7展示了用于对提供逻辑电压给驱动电路350的控制器320的供电电容420进行充电的示例方法700的流程图。该驱动电路350用于给受输入电压影响的负载104提供驱动电压341。进一步，该驱动电路350可包括电源转换器网络331和源控功率晶体管304。该方法700包括在第一时间间隔813内将功率晶体管304的源极连接到供电电容420，以使功率晶体管304进入传导状态的步骤701。进一步，方法700包括在第二时间间隔814将功率晶体管304的源极直接连接到低电势(如地)，以使功率晶体管304进入传导状态的步骤702。
驱动电路305可还包括电荷泵或DC-DC转换器(没有在任何一个图示出)，该DC-DC转换器用于将逻辑电压(由供电电容420提供)转换成栅极电压(施加到功率开关304的栅极)。这样，供电电容420可用于对功率开关304的栅极进行再充电。进一步，功率开关304可作为充电泵(具有或不具有并联的电容或电感基础)。这对多级电源转换器系统是可有利于的。此外，该充电泵可用于功率开关304，功率开关304包括具有相对高的基极电流的双极型晶体管。
双极型晶体管的使用如图9所示。在图9的驱动电路，功率开关304实施为双极型晶体管，该双极型晶体管包括与电感332连接的集电极，基极，和与控制开关382连接(如通过分流电阻701连接)的发射极。双极型晶体管304用控制开关382和充电开关413控制。这样，双极型晶体管304通过发射极控制。
与图4，5和6图中的电路类似，充电开关413可用于对供电电容420进行充电(再充电)。充电开关413可为控制单元320的一部分。控制单元320的引脚在图9用虚线圈表示。进一步图9包括当对供电电容420进行充电(再充电)时改变双极型晶体管304的基极电平的电路704(如电容或电荷泵)。特别地，基极的电平可变成高于逻辑电压值，以能够对供电电容420充电(再充电)。
在启动过程中，电阻709可用于上拉双极型晶体管304的基极。进一步，电流源708可用于提供基极电流(开关707可断开)。应当注意的是，本发明描述的电流源提供的电流可修改。进一步，应当注意的是，可调整的电流源可实施为或可被一个或多个电阻代替。可选地或另外，电流源可在脉冲宽度调制(PMW)模式操作，以修改电流源提供的电流(平均)值。
当控制开关382和/或充电开关413闭合时，由于提供基极电流，双极型晶体管304进入导通状态。如果充电开关413闭合，可用双极型晶体管304的基极电流对供电电容420进行充电(发射极电流通常为基极电流10到100倍。
充电开关413断开后，可闭合开关702以对充电泵704进行充电(再充电)(反向器705处于低电平)。充电泵电容704可之后给双极型晶体管304提供电平改变，以将双极型晶体管304的基极电平提升到高于供电电容420的电平(当对供电电容420进行再充电)。
为了对供电电容420进行再充电，可闭合充电开关413以关闭双极型晶体管304。在此期间，开关702断开以及开关707闭合。进一步，反相器705处于高电平。这样，充电泵电容704改变基极的电平，从而使发射极的电平改变高于逻辑电压值，从而能够对供电电容420进行再充电。基极电流由电流源710提供。
此外，应当注意的是，具有增益功能，可连续产生高于逻辑电压值的电压并且该电压可用于供给双极型晶体管304的基极。基极的供电可以是两个不同电压之间的切换(被汲取对逻辑电压充电的电压和用于正常操作的正常低电压)。
进一步，图9示出了测量引脚706，例如用于测量发射极电流值。
如本发明概述的，流过功率开关304的电流可用于对供电电容420充电(再充电)。这可以在例如当使功率开关304工作于开关模式时，当使功率开关304工作于线性模式(例如作为泄放器)和/或驱动电路350启动过程中时实行。进一步，功率开关304可在驱动电路350的待机过程中操作，以对供电电容420进行充电(再充电)。
本发明概述的电源的充电(如供电电容420的充电)也可以应用到其他元件的充电或应用于给驱动电路的其他元件(如微处理器)提供电压。
如上面指出的，该功率开关304可工作于线性模式以将泄放电流拉出。泄放电流也可用于直接给SSL装置104提供驱动电流。换句话说，可控制泄放电流以对应于SSL装置104所需的驱动电流。泄放电流可例如用于给相对低的调光值或给待机模式或给SSL装置104的闪烁提供驱动电流。
在本发明中，已经描述了电路，以给SSL装置提供经济有效的驱动电路。驱动电路利用电源转换器网络，电源转换器网络采用源控功率开关进行开关。该电源转换器网络可包括电感322(如变压器)。所描述的电路没有使用该变压器的任何辅助线圈，不然需要该辅助线圈对逻辑电压再充电，检测续流和/或实现电感322的电压的测量。因此，可提供经济有效的驱动电路。
应当注意的是说明书和附图仅仅用于说明提议的方法和系统的原理。尽管在这里没有明确被描述或显示，本领域的技术人员能够实施不同的体现本发明的原理的装置，该装置被包括在其精神和范围之内。进一步，本发明概述的所有例子和实施例明确地主要旨在仅用于说明目的，以帮助读者理解所提议的方法和系统的原理。进一步，这里提供本发明的原理，方面和实施例以及其中的具体实例的所有陈述旨在涵盖其等价物。

Claims (15)

1.一种用于提供驱动电压(342)给受输入电压(341)影响的负载(104)的驱动电路(300)的控制器(320)，其中驱动电路(350)包括电源转换器网络(331)和功率开关(304)；其特征在于，
控制器(320)包括控制晶体管(382)，控制晶体管(382)用于将功率晶体管(304)的低压端与低压电势连接或断开，以使功率晶体管(304)分别进入传导状态或截止状态；
控制器(320)包括充电晶体管(413)，充电晶体管(413)与控制晶体管(382)并联并用于将功率晶体管(304)的低压端与供电电容(420)连接或断开，以使功率晶体管(304)分别进入传导状态或截止状态；其中供电电容(420)用于给控制器(320)提供逻辑电压；以及
控制(320)用于：
在第一时间间隔(813)使用充电晶体管(413)使功率晶体管(304)进入传导状态；以及
在第二时间间隔(814)使用控制晶体管(382)使功率晶体管(304)进入传导状态。
2.如权利要求1所述的控制器(320)，其特征在于
该传导状态对应于功率晶体管(304)的导通状态；
该控制器可用于使功率晶体管工作于在导通状态和截止状态之间切换的开关模式；
第一和第二时间间隔(813，814)不同；以及
当功率晶体管处于导通状态时，在换向周期的第一阶段(811)，第一时间间隔(813)在第二时间间隔之前。
3.如前述权利要求任一项所述的控制器(320)，其特征在于控制器(320)用于：
使充电晶体管(413)工作在线性模式以控制流过功率晶体管(304)的电流；以及
根据提供给供电电容(420)的电荷确定第一时间间隔(813)的长度和/或充电晶体管(413)的工作点。
4.如前述权利要求任一项所述的控制器(320)，其特征在于控制器(320)用于
确定供电电容(420)提供的逻辑电压；以及
根据确定的逻辑电压控制充电晶体管(413)和控制晶体管(382)。
5.如前述权利要求任一项所述的控制器(320)，其特征在于控制器(320)用于控制充电晶体管(413)和/或控制晶体管(382)的导通电阻以使功率晶体管(304)开关模式和/或线性模式。
6.如前述权利要求任一项所述的控制器(320)，其特征在于控制器(320)还包括稳压器(501，502)，稳压器(501，502)与供电电容(420)并联以及用于将供电电容(420)的电压降限定在预定的过电压。
7.如前述权利要求任一项所述的控制器(320)，其特征在于控制器(320)还包括充电二极管(414)，充电二极管(414)用于阻止电流从供电电容(420)流到功率晶体管(304)。
8.如前述权利要求任一项所述的控制器(320)，其特征在于控制器(320)还包括续流检测电路(415)，当续流检测电路(415)连接到功率晶体管(304)的低压端且当功率晶体管(304)处于截止状态时，续流检测电路(415)用于检测功率晶体管的低压端的瞬时电压。
9.一种提供驱动电压(342)给受输入电压(341)影响的负载(104)的驱动电路(350)，其特征在于驱动电路(300)包括：
电源转换器网络(331)，该电源转换器网络(331)包括与输入电压(341)连接的电感(341)；
功率晶体管(304)，功率晶体管(304)具有与电感(322)连接的高压端和通过控制器(320)的控制晶体管(382)与低压电势连接的低压端；
如前述权利要求任一项所述的控制器(320)；以及
供电电容(420)，该供电电容(420)用于给控制器(320)提供逻辑电压。
10.如权利要求9所述的驱动电路(350)，还包括
栅极电阻(432)，该栅极电阻(432)设置在功率晶体管(304)的高压端和功率晶体管(304)的中间电压端之间；以及
稳压电容(436)，该稳压电容(436)设在功率晶体管(304)的中间电压端和功率晶体管(304)的低压端之间；其中栅极电阻(432)用于提供栅极电压给功率晶体管(304)的中间电压端。
11.如权利要求10所述的驱动电路(350)，还包括齐纳功能(437)，齐纳功能(437)设置在功率晶体管(304)的中间电压端和供电电容(420)之间；其中齐纳功能(437)的击穿电压取决于栅极电压的目标值和逻辑电压的目标值。
12.如权利要求10-11任一项所述的驱动电路(350)，还包括栅极二极管(431)，该栅极二极管(431)与栅极电阻(432)串联并用于阻止电流从功率晶体管(304)的中间电压端流到功率晶体管(304)的高压端。
13.如权利要求12所述的驱动电路(350)，还包括
镜像电流(433)，该镜像电流(433)包括输入侧和输出侧；其中输入侧设置在栅极电阻(432)和功率晶体管(304)的中间电压端之间；以及
分流电阻功能(434)，分流电阻功能(434)与镜像电流的输出侧串联，从而分流电阻功能(434)的电压降表示功率晶体管(304)高压端的电压。
14.如权利要求9-13任一项所述的驱动电路(350)，其特征在于
功率晶体管(304)包括具有基极的双极型晶体管；以及
驱动电路(350)还包括电荷泵，该电荷泵用于增加双极型晶体管基极的电压。
15.一种对提供逻辑电压给驱动电路(350)的控制器(320)的供电电容(420)进行充电的方法(700)；其中驱动电路(350)用于给受输入电压(341)影响的负载(104)提供驱动电压(342)；其中驱动电路(350)包括电源转换器网络(331)和功率晶体管(304)；其特征在于方法(700)包括
在第一时间间隔(813)内将功率晶体管(304)的高压端连接到供电电容(420)，以使功率晶体管(340)进入传导状态；以及
在第二时间间隔(814)内将功率晶体管的高压端连接(304)直接连接到低压电势，以使功率晶体管(340)进入传导状态。
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