CN104768114A - 反馈抑制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及反馈抑制。提供一种用于在助听器中执行自适应反馈抑制的新方法和利用该方法的助听器。根据该方法，具有用于滤波器系数更新的不同误差信号的慢自适应滤波器和快自适应滤波器被用于反馈抑制。

Description

反馈抑制

技术领域

提供一种用于在助听器中执行自适应反馈抑制的新方法和利用该方法的助听器。根据该方法，利用对反馈路径的慢改变建模的慢自适应滤波器和对反馈路径的快改变建模的快自适应滤波器，执行反馈抑制。

背景技术

在助听器中，到达助听器的麦克风的声学信号被放大，并且通过小扬声器被输出，以恢复可听度。麦克风和扬声器之间的小距离可能导致反馈。当放大后的声学输出信号的一部分被传播回麦克风用于重复放大时，生成反馈。当反馈信号超过麦克风处的原始信号的水平时，反馈环变得不稳定，通常导致听觉失真或者振呜。停止反馈的一种方式是降低增益。

反馈的风险限制了可以由助听器使用的最大增益。

在助听器中使用反馈抑制是众所周知的。通过反馈抑制，通过从麦克风信号减去反馈模型信号来抑制到达麦克风的反馈信号。反馈模型信号由数字反馈抑制电路提供，数字反馈抑制电路被配置成对助听器的输出信号沿着其传播回助听器的输入用于重复放大的传播反馈路径建模。接收器的转移函数(在助听器领域中，助听器的扬声器通常被表示为接收器)和麦克风的转移函数包括在传播反馈路径的模型中。

通常，数字反馈抑制电路包括一个或多个数字自适应滤波器，以对反馈路径建模。从麦克风的音频信号减去反馈抑制电路的输出，以去除音频信号的反馈信号部分。

在具有多于一个麦克风(例如，具有定向麦克风系统)的助听器中，助听器可以包括用于各个麦克风和多组麦克风的单独数字反馈抑制电路。

WO 99/26453A1提供助听器中的反馈抑制的方法的有用检查。

WO 99/26453A1公开了具有串联连接的两个自适应滤波器的反馈抑制，参见图1。

在将助听器安装到期望用户期间和/或当助听器在耳朵中被开启时，第一滤波器被适配。该滤波器使用白噪声探测信号快速地适配，并且然后滤波器系数被冻结，即，在助听器的正常操作期间；第一滤波器作为固定滤波器操作。

第一滤波器对被假设为在助听器被使用的同时基本恒定的助听器反馈路径的那些部分建模，诸如，麦克风、驱动接收器的放大器、以及接收器谐振、以及基本声学反馈路径。

第二滤波器在助听器被使用时适配，并且不使用单独探测信号。当助听器变得不稳定，并且跟踪诸如由咀嚼、打喷嚏、或使用电话听筒导致的在日常使用中发生的反馈路径中的扰动时，该滤波器提供对反馈抑制电路的快速校正。

固定滤波器和自适应滤波器的串联连接提供速度和准确度之间的良好折衷。单个长滤波器倾向于慢和/或不准确。而且，固定滤波器是具有相对低处理器要求的IIR滤波器。

然而，实际上，当助听器通过分配者或者另一个被训练人被安装到用户时，固定滤波器的滤波器系数被确定用于每个单独用户。这不仅要求附加安装步骤，而且不能捕捉反馈路径的真正不变部分，这是因为由分配者测量的反馈路径已经包括了一些变化部分。例如，助听器在耳道中的安装包括在不变部分中，但是例如当助听器被重新插入耳朵中时，其可能经历改变。

WO 99/26453A1还提及了允许第一滤波器缓慢适应以遵循助听器中的慢改变的可能性，诸如，部件漂移。然而，在WO 99/26453A1中没有公开关于如何允许第一滤波器缓慢适配的进一步解释，即，没有用于慢自适应滤波器的适配的方法。

发明内容

根据一些实施例，提出了适配慢自适应滤波器的方法，由此避免在安装期间或者在助听器的加电期间初始化以便确定滤波器系数的值。

提供一种助听器，包括

输入换能器，用于生成音频信号；

反馈抑制电路，所述反馈抑制电路被配置用于对助听器的反馈路径建模；

减法器，用于从音频信号减去反馈抑制电路的输出信号，以形成反馈补偿音频信号；

听力损失处理器，所述听力损失处理器耦合至减法器的输出，用于处理反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；以及优选地

输出换能器，优选为接收器，所述输出换能器耦合至听力损失处理器的输出，用于基于处理后的反馈补偿音频信号提供声音信号，

其中，反馈抑制电路包括

慢自适应滤波器，具有输出和耦合至听力损失处理器的输入，以及

快自适应滤波器，具有输出和耦合至慢自适应滤波器的输入，快自适应滤波器的输出可以构成反馈抑制电路的输出。

换能器是将一种能量形式的信号变换为另一种能量形式的相应信号。例如，输入换能器可以包括将到达麦克风的声学信号变换为相应模拟音频信号的麦克风，其中，音频信号的瞬时电压随着声学信号的声压连续地变化。

输入换能器还可以包括拾音线圈，将在拾音线圈处的磁场变换为相应模拟音频信号，其中，音频信号的瞬时电压随着在拾音线圈处的磁场强度连续地变化。拾音线圈通常被用于从忙于在公共场所中(例如，在教堂中、听众席、剧场、电影院等)的多个人的扬声器或者通过扩音系统(诸如，在火车站、机场、大型购物中心等)增加语音的信噪比。来自扬声器的语音通过感应环路系统(还被表示为“听力回路”)被变换到磁场，并且拾音线圈被用于磁性拾取磁性传送的语音信号。

通过拾音线圈，当拾音线圈拾取由助听器生成的(例如，由接收器生成的)磁场时，可以生成反馈。

输入换能器可以进一步包括至少两个分离麦克风和一个波束形成器，波束形成器被配置用于将至少两个分离麦克风的麦克风输出信号组合为定向麦克风信号，例如，如在本领域中众所周知的。

输入换能器可以包括一个或多个麦克风和一个拾音线圈以及一个开关，例如，用于单独或以任何组合选择全向麦克风信号、或定向麦克风信号、或拾音线圈信号，作为音频信号。

输出换能器优选地包括接收器，即，小扬声器，其将模拟音频信号变换为相应声学声音信号，其中，瞬时声压根据模拟音频信号的幅度连续地变化。

通常，使得模拟音频信号适用于通过在模数变换器中变换为相应数字音频信号的数字信号处理，由此模拟音频信号的幅度由二进制数表示。以此方式，为数值序列形式的离散时间和离散幅度数字音频信号表示连续时间和连续幅度模拟音频信号。

贯穿本公开，通过助听器本身生成的音频信号的一部分，例如，作为由助听器生成的声音、机械振动、电磁场等的结果，被称为音频信号的反馈信号部分；或者简而言之，反馈信号。

在助听器中提供反馈抑制电路，以便对反馈路径建模，即，期望反馈抑制电路具有与反馈路径本身相同的转移函数，使得反馈抑制电路的输出信号与音频信号的反馈信号部分尽可能地匹配。

减法器被提供用于从音频信号减去反馈抑制电路的输出信号，以形成反馈补偿音频信号，其中，反馈信号部分已被去除或者至少被减少。

反馈抑制电路包括自适应滤波器，其跟踪反馈路径的当前转移函数。

反馈抑制电路可以包括与沿着助听器的反馈路径传播的反馈信号的延迟相对应的一个或多个电子延迟。

反馈抑制电路可以包括至少一个固定滤波器，其被配置用于对助听器的反馈路径的固定部分建模。

反馈抑制电路可以包括被配置用于对反馈路径建模的至少一个快自适应滤波器和至少一个慢自适应滤波器。

慢自适应滤波器消除对在安装到期望用户期间或者在助听器加电期间的反馈抑制电路的初始化的需求。

而且，慢自适应滤波器改进了关于反馈路径的慢改变的反馈抑制电路的性能，诸如，耳垢的累积、由于用户的耳道中的助听器的再插入导致的改变、助听器的电子部件的漂移等。从而，慢自适应滤波器可以跟踪在几分钟内或者甚至更慢发生的改变，同时快自适应滤波器可以使用电话手机等跟踪在几十毫秒并且多达几秒内发生的诸如微笑、咀嚼、打喷嚏的改变。

慢自适应滤波器的滤波器系数可以至少部分地基于慢自适应滤波器的输出信号和音频信号之差。

慢自适应滤波器的滤波器系数可以至少部分地基于慢自适应滤波器的输出信号和快自适应滤波器的输出信号之差。

慢自适应滤波器的滤波器系数可以至少部分地基于慢自适应滤波器的输出信号与快自适应滤波器的输出信号和第一音频信号的加权和之差。

以下，在第一时间内涉及的助听器的以上组件和信号被表示为第一个各自组件和信号，以使它们区别于以下描述的第二各自组件和信号。

助听器可以进一步包括

第二输入换能器，用于生成第二音频信号，

第二反馈抑制电路，所述第二反馈抑制电路被配置用于对助听器的第二反馈路径建模，

第二减法器，用于从第二音频信号减去第二反馈抑制电路的第二输出信号，以形成第二反馈补偿音频信号，并且其中

听力损失处理器耦合至第二减法器，用于处理第二反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿，并且其中

第二反馈抑制电路包括

第二慢自适应滤波器，具有输出和耦合至听力损失处理器或者第一慢自适应滤波器的输入；以及

第二快自适应滤波器，具有输出和耦合至第二慢自适应滤波器的输入。

第二快自适应滤波器的输出可以构成第二反馈抑制电路的输出。

在具有例如正面和背面麦克风的多个输入换能器的助听器中，由于助听器外壳的小尺寸，导致输入换能器之间的距离通常小。期望到各个输入换能器的反馈路径相互接近，以具有类似转移函数，并且从而一个滤波器可以被用于对到输入换能器中的相应一个的反馈路径之一建模，并且在以下表示的“校正滤波器”中的更简单滤波器可以被用于对到各自其他输入换能器的建模反馈路径和其他反馈路径之差建模，由此基本避免慢自适应滤波器的公共特征的复制。反馈路径差异可能导致由于正在论述的输出换能器和输入换能器之间的物理距离的小差异导致的幅度响应的子采样延迟和小成形(minor shaping)。

因此，校正滤波器的主要目的可能在于实现内插的形式，其理想地要求反因果脉冲响应，这是因为内插理想地基于内插点的两侧上的采样。通常，这样的滤波器很难实现，但是对于反馈抑制电路，由于通常至少达到两块采样的反馈路径中的总体延迟导致这是可能的。一些该体延迟可以被用于提前一位提供响应，使得校正滤波器具有执行期望内插的足够信息。

对反馈路径中的差异建模的思想还可以被应用至快自适应滤波器。动态反馈路径的改变还可能导致反馈环路中的子采样时间差异，并且还可能导致适用于通过内插建模的幅度响应的小成形。

与由信号沿着反馈路径的传播导致的延迟相对应的电子延迟可以布置在反馈抑制电路中。这简化自适应滤波器，并且还便于基于在时间上在内插点之前和之后的采样的内插。

与沿着对应反馈路径的传播延迟相对应的反馈抑制电路的延迟可以以一种公共延迟的形式提供，优选在输出换能器和输入换能器中的一个之间的最短延迟，以及对从输出换能器到各自其他输入换能器的附加延迟建模的各自延迟。

慢自适应滤波器可以是FIR滤波器，其不太复杂并且比IIR滤波器更加稳定。

慢滤波器的输出信号可以使用移位器被缩放，优选被自适应地缩放。诸如自适应缩放的缩放最大化精度，并且可选地扩展系数范围，并且还使得任意慢自适应可能。在没有自适应缩放的情况下，最佳步幅尺寸可能不对所有反馈路径可用。

第二慢自适应滤波器的滤波器系数可以至少部分地基于第二慢自适应滤波器的输出信号与第二音频信号之差。

第二慢自适应滤波器的滤波器系数可以至少部分地基于第二慢自适应滤波器的输出信号与第二快自适应滤波器的输出信号之差。

第二慢自适应滤波器的滤波器系数可以至少部分地基于第二慢自适应滤波器的输出信号与第二快自适应滤波器的输出信号和第二音频信号的加权和之差。

为了计算在时间n处的输出信号d，通过权重矢量和输入矢量FIR滤波器架构被描述如下：

$\stackrel{\→}{u}\left(n\right)=[u\left(n\right),u(n-1),...,u{(n-N_w+1)]}^T---\left(1\right)$

$\stackrel{\→}{w}\left(n\right)={[w(n,1),w(n,2),...,w(n,N_w)]}^T---\left(2\right)$

$d\left(n\right)=\stackrel{\→}{w}{\left(n\right)}^T\stackrel{\→}{u}\left(n\right)---\left(3\right)$

利用快自适应滤波器卷积该信号，向量化类似于u的d，并且为了忽视可能延迟的简单性，提供快自适应滤波器的输出信号c，以下表示为抵消信号c：

$c\left(n\right)=\stackrel{\→}{w_f}{\left(n\right)}^T\stackrel{\→}{d}\left(n\right)---\left(4\right)$

输入换能器音频采样s被假设为外部信号x和反馈信号f的混合，使得

s(n)＝x(n)+f(n)    (5)

并且在反馈抵消之后

e(n)＝s(n)-c(n)＝x(n)+f(n)-c(n)    (6)

当f(n)等于c(n)时，其提供理想抵消性能。

原则上，可以使用单个误差准则，适配快滤波器系数和慢滤波器系数

然而，以下，公开一种更有效方法，其为了慢和快自适应滤波器的目的，更完全地开拓基本差异，即，慢滤波器对反馈路径对象的性能理想地建模，仅使改变缓慢，同时快自适应滤波器仅对快改变理想地建模。从而，用于慢自适应滤波器和快自适应滤波器的不同误差准则可以更合适。

在正常情况下，抵消信号c(n)可以平均被假设为反馈信号的最佳已知估计，并且因此慢自适应滤波器可以被连接用于跟踪该信号，从而从快自适应滤波器吸收创新(innovation)，其给出误差信号e₁：

e₁(n)＝c(n)-d(n)    (7)

可替换地，直接方法误差信号被定义为：

e₂(n)＝s(n)-d(n)    (8)

如果快自适应滤波器被冻结在其参考状态，则其有效地是为反馈抑制电路的输出的信号。

误差信号e₁对偏置不太敏感，这是因为快自适应滤波器使用自适应信号模型，但是其可能导致本地最小值，其可以捕捉(trap)慢自适应滤波器，防止其进一步适配。

误差信号e₂对于不相关信号是最佳的，但是可能更多地经受由音调输入导致的偏置。

从而，另一个替代是使用上述误差信号的加权和

e_m(n)＝(1-β)e₁(n)+βe₂(n)    (9)

＝(1-β)c(n)+βs(n)-d(n)

＝s(n)-(1-β)e(n)-d(n)

＝t(n)-d(n)

其中，t(n)可以被认为是由加权和定义的目标信号。

β可以是固定预定参数。

将被最小化的用于处理M个采样的块的合适二次误差准则可以被公式化为

$J\left(n\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{M-1}{e}_m{(n-i)}^2---\left(10\right)$

使用链规则计算梯度方向，用于关于慢自适应滤波器系数最小化J，然后给出

$\▿J\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{M-1}{e}_m(n-i)\▿e_m(n-i)---\left(11\right)$

其中

▽e_m＝▽t(n)-▽d(n)    (12)

对于系数w，通过忽略项▽t(n)(目标不应该取决于当前内部模型)，其可以被简化为

$\▿e_m\left(n\right)\≈-\▿d\left(n\right)=-\stackrel{\→}{u\left(n\right)}---\left(13\right)$

使得通过使加权误差信号与各个抽头上的FIR滤波器输入信号交叉相关，估计梯度方向。

除了当前通过被输入到校正滤波器的公共慢自适应滤波器d(n)的输出信号执行交叉相关之外，用于正面到背面校正滤波器系数的偏差可以是相似的。

对于慢和快自适应滤波器，步幅尺寸可以以自适应滤波器领域中众所周知的方法被确定，诸如，通过最小均方(LMS)算法、归一化最小均方(NLMS)算法、或者通过线搜索、共轭梯度、Hessian估计技术等。

然而，对于慢自适应滤波器，简单的基于符号的算法可能是足够的，并且合适步幅尺寸可以从当前滤波器系数被直接确定。

为了最小化滤波器系数的调节的复杂性，对于每个采样块，可以仅调节，即更新一些系数，即至少一个系数。由于仅使用交叉相关，用于单个权重的计算复杂性大致相当于添加单个FIR滤波器系数的计算复杂性。至少对于慢自适应滤波器，更新每块多于例如四个滤波器系数可能不是期望的。

一旦更新循环被完成，即，所有系数均被调节，即被更新，一旦特殊事件被调度用于更新诸如系数步幅尺寸、模型缩放和约束的管理设定。为了最佳准确度，步幅尺寸和缩放在助听器的正常操作期间必须被更新，这是因为预先不知晓反馈路径幅度；然而，可以提供合理估计，以加速初始收敛。

用于基于符号的更新的良好步幅尺寸与反馈路径幅度响应成比例地被定义。一旦已知反馈幅度的至少粗略指示，该方法提供几乎恒定准确度，用于独立于反馈信号水平跟踪反馈路径的改变。

当反馈路径还不被知晓时，在助听器加电之后，可以直接使用另一种方法。在初始启动阶段，可以使用更快并且最初甚至不成比例的步幅尺寸，来加速收敛，并且快速地压制可能初始反馈，诸如，振呜。从初始到最终速率的过渡时间可以是可配置的，并且可以大约为几秒钟多达至约1分钟的量级。

可替换地或另外地，可以执行先前存储在永久存储器中的系数的慢增益上升和加载。

为了在慢自适应滤波器可以跟踪没有信息的一个或多个误导信号的情况下，防止慢自适应滤波器的适配，用于适配的一个或多个准则可以被添加用于慢自适应滤波器，由此慢自适应滤波器可以被配置成仅在特定情况下调节一个或多个其滤波器系数。

例如，慢自适应滤波器可以仅被配置用于，当(1)信号水平高于预定义阈值，和/或(2)(直接误差)信号和对应信号模型被考虑保存用于适配，和/或(3)助听器在其初始启动阶段(直接在加电之后)时，调节一个或多个其滤波器系数。

水平阈值(1)主要防止到无意义输入信号的适配，例如，麦克风噪声。当算法在安静或在无声条件下被导入时，这还可以扩展启动阶段。

关于(2)，当其不太可预测时，信号被考虑保存用于适配，例如，纯音是可预测的，其通过比较例如用于更新快自适应滤波器的去相关误差信号的信号水平与直接误差信号本身的水平被确定。

另外地或可替换地，当快自适应滤波器(表示信号模型)的系数矢量的优选1-范数的p-范数低于预定阈值(大1-范数指示音调输入)时，考虑保存误差信号。

助听器可以是在不同频带中不同地执行听力损失补偿的多频带助听器，从而说明期望用户的听力损失的频率依赖性。在多频带助听器中，来自输入换能器的音频信号被划分为两个或更多频率信道或频带；并且通常，音频信号在每个频带中被不同地放大。例如，压缩器可以被利用，以根据期望用户的听力损失，压缩音频信号的动态范围。在多频带助听器中，压缩器在每个频带中不同地执行压缩，不仅改变压缩率，而且改变与每个频带相关联的时间常数。时间常数是指压缩器起动和释放时间常数。压缩器起动时间是压缩器在大声音的启动时降低增益所要求的时间。释放时间是压缩器在大声音停止之后增加增益所要求的时间。

频带可以是弯折(warped)频带。例如，助听器可以具有压缩器，其使用如在WO 03/015468中公开的数字频率弯折执行动态范围压缩，特别是弯折压缩器的基本操作原理在图11和WO 03/015468的说明书的对应部分中图示的。

例如包括一个或多个自适应滤波器的反馈抑制电路可以是宽带模型，即，模型可以基本在助听器的操作的整个频率范围中或者在助听器的频率范围的有效部分中操作，而不被划分为一组频带。

可替换地，反馈抑制电路可以被划分为一组频带，用于每个频带中的反馈路径的各自建模。在该情况下，在反馈抑制电路的每个频带m中，可以单独提供残留反馈信号的估计。

反馈抑制电路的频带m和听力损失补偿的频带k可以相同，但是优选地，它们不同，并且优选地，反馈抑制电路的频带的数量m小于听力损失补偿的频带的数量。

贯穿本公开，术语音频信号被用于识别形成从麦克风的输出到听力损失处理器的输入的信号路径的一部分的任何模拟或数字信号。

反馈抑制电路可以被实现为一个或多个专用电子硬件电路，或者可以与合适信号处理软件结合形成信号处理器的一部分，或者可以是专用硬件和一个或多个信号处理器与合适信号处理软件的组合。

新助听器中的信号处理可以通过专用硬件执行，或者可以在信号处理器中执行，或者在专用硬件和一个或多个信号处理器的组合中执行。

如在此使用的，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等旨在是指CPU相关实体、硬件、硬件和软件的结合、软件、或者执行的软件。

例如，“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等可以是但不限于在处理器上运行的处理、处理器、对象、可执行文件、执行的线程、和/或程序。

举例说明，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等指定在处理器上运行的应用和硬件处理器。一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或者其任何组合可以位于处理和/或执行的线程内，并且一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或者其任何组合可以被定位在一个硬件处理器上，可以与其他硬件电路组合，和/或分布在两个或更多硬件处理器之间，可以与其他硬件电路结合。

而且，处理器(或类似术语)可以是能够执行信号处理的任何组件或组件的任何组合。例如，信号处理器可以是ASIC处理器、FPGA处理器、通用处理器、微型处理器、电路组件、或集成电路。

一种助听器包括：第一输入换能器，用于生成第一音频信号；第一反馈抑制电路，第一反馈抑制电路被配置用于对助听器的第一反馈路径建模；第一减法器，用于从第一音频信号减去第一反馈抑制电路的第一输出信号，以形成第一反馈补偿音频信号；听力损失处理器，听力损失处理器耦合至第一减法器，用于处理第一反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；以及接收器，接收器耦合至听力损失处理器，用于基于处理后的第一反馈补偿音频信号，提供声音信号，其中，第一反馈抑制电路包括具有输出和耦合至听力损失处理器的输入的第一慢自适应滤波器、以及具有输出和耦合至第一慢自适应滤波器的输入的第一快自适应滤波器，其中，第一慢自适应滤波器的滤波器系数至少部分地基于第一慢自适应滤波器的输出信号与第一快自适应滤波器的输出信号和第一音频信号中的至少一个之差。

可选地，第一慢自适应滤波器的滤波器系数基于第一慢自适应滤波器的输出信号与第一音频信号之差。

可选地，第一慢自适应滤波器的滤波器系数基于第一慢自适应滤波器的输出信号与第一快自适应滤波器的输出信号之差。

可选地，第一慢自适应滤波器的滤波器系数基于第一慢自适应滤波器的输出信号与第一快自适应滤波器的输出信号和第一音频信号的加权和之差。

可选地，助听器进一步包括：第二输入换能器，用于生成第二音频信号；第二反馈抑制电路，第二反馈抑制电路被配置用于对助听器的第二反馈路径建模；第二减法器，用于从第二音频信号减去第二反馈抑制电路的第二输出信号，以形成第二反馈补偿音频信号；其中，听力损失处理器耦合至第二减法器，用于处理第二反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；并且其中，第二反馈抑制电路包括具有输出和耦合至听力损失处理器的输入的第二慢自适应滤波器、以及具有输出和耦合至第二慢自适应滤波器的输入的第二快自适应滤波器，其中，第二慢自适应滤波器的滤波器系数至少部分地基于第二慢自适应滤波器的输出信号与第二快自适应滤波器的输出信号和第二音频信号中的至少一个之差。

可选地，助听器进一步包括：第二输入换能器，用于生成第二音频信号；第二反馈抑制电路，第二反馈抑制电路被配置用于对助听器的第二反馈路径建模；第二减法器，用于从第二音频信号减去第二反馈抑制电路的第二输出信号，以形成第二反馈补偿音频信号；其中，听力损失处理器耦合至第二减法器，用于处理第二反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；并且其中，第二反馈抑制电路包括：第二慢自适应滤波器，具有输出和耦合至第一慢自适应滤波器的输入；以及第二快自适应滤波器，具有输出和耦合至第二慢自适应滤波器的输入，其中，第二慢自适应滤波器的滤波器系数至少部分地基于第二慢自适应滤波器的输出信号与第二快自适应滤波器的输出信号和第二音频信号中的至少一个之差。

可选地，第二慢自适应滤波器的滤波器系数基于第二慢自适应滤波器的输出信号和第二音频信号之差。

可选地，第二慢自适应滤波器的滤波器系数基于第二慢自适应滤波器的输出信号和第二快自适应滤波器的输出信号之差。

可选地，第二慢自适应滤波器的滤波器系数基于第二慢自适应滤波器的输出信号与第二快自适应滤波器的输出信号和第二音频信号的加权和之差。

可选地，第一慢自适应滤波器被配置成：当至少一个准则被实现时，调节一个或多个滤波器系数。

可选地，至少一个准则包括：第一反馈抑制电路的输入信号的信号水平大于预定义阈值。

可选地，至少一个准则包括：误差信号的自相关低于预定阈值。

可选地，至少一个准则包括：更新构成在助听器加电时立即执行的第一更新。

可选地，至少一个准则包括：第一快自适应滤波器的第一系数矢量的p-范数小于预定阈值。

其他和进一步方面和特征将从读取实施例的以下详细说明变得明显。

附图说明

以下，参考附图更详细地解释新方法和助听器，其中，示出多个实例。在附图中：

图1示意性地图示了具有反馈路径的助听器，

图2示意性地图示了具有反馈抑制的现有助听器，

图3示意性地图示了具有反馈抑制的新助听器，

图4示意性地图示了具有反馈抑制的另一个新助听器，

图5示意性地图示了具有反馈抑制的还有的另一个新助听器，

图6示意性地图示了具有反馈抑制的还有的又一个新助听器，

图7示意性地图示了具有反馈抑制的还有的再一个新助听器，

图8示意性地图示了具有反馈抑制的还有的再一个新助听器，

图9示意性地图示了包括具有信号建模电路的快自适应滤波器的具有反馈抑制的另一个新助听器，

图10示意性地更详细地图示了信号建模电路，

图11示意性地图示了新反馈抑制电路的一部分，

图12示出当重复重新插入时的反馈路径转移函数的曲线图，以及

图13示出慢滤波器反馈路径建模性能的曲线图。

具体实施方式

附图示出实施例的设计和效用，其中，类似元件通过公共参考数字参考。从而，类似元件可以不参考每个附图的说明被详细地描述。为了更好地理解如何获得上述和其他优点和目标，将呈现在附图中所示的实施例的更特定说明。应该注意，附图仅旨在便于特征的说明。它们不旨在为所要求保护的发明的详尽说明或者为所要求保护的发明的范围。另外，所示特征不需要具有所示的所有方面或优点。结合特定特征描述的方面或优点不一定限于该特征，并且即使不那样说明或明确描述，也可以以任何其他特征被实现。

根据所附权利要求的新助听器可以以附图中未示出的不同形式被具体化，并且不应该被解释为限于在此阐述的实例。

图1示意性地图示了助听器10和由助听器10生成的信号传播回助听器10的输入的反馈路径12。

在图1中，在麦克风16处接收声学信号14，麦克风16将声学信号14变换为音频信号18，音频信号18被输入到用于听力损失补偿的听力损失处理器20。在听力损失处理器20中，根据用户的听力损失，放大音频信号18。听力损失处理器20可以例如包括多频带处理器。听力损失处理器20的输出信号22通过接收器26被变换为声学输出信号24，当助听器10被戴在用户的耳朵处的合适操作位置时，朝向用户的耳膜发送声学信号。

通常，来自接收器26的声学信号24的一部分传播回麦克风16，如由图1中的反馈路径12指示的。

在低增益处，反馈仅引入声音的无害着色。然而，再次通过大助听器，在麦克风16处的反馈信号水平可能超过原始声学信号14的水平，由此导致听觉失真和可能振鸣。

为了克服反馈，在助听器中提供反馈抑制电路是众所周知的，如图2中所示。

图2示意性地图示了具有反馈抑制电路28的助听器10。反馈抑制电路28对反馈路径12建模，即，反馈抑制电路设法生成与沿着反馈路径12传播的信号相同的信号。注意，反馈抑制电路28包括接收器26和麦克风16的模型，使得反馈抑制电路28的转移函数理想地等于接收器26的转移函数、反馈路径12的转移函数、以及麦克风16的转移函数的总和。

反馈抑制电路28生成到减法器32的输出信号30，以便在听力损失处理器20中发生处理之前，抑制或抵消音频信号18的反馈信号部分。

在传统助听器10中，反馈抑制电路28通常是适配反馈路径12中的改变的自适应数字滤波器。

WO 99/26453A1公开了通过两个自适应滤波器的串联连接的反馈抑制。当助听器在分配者的办公室处被安装到期望用户时，第一滤波器36被适配。在安装期间，滤波器36使用白噪声探测信号快速地适配，并且然后滤波器系数被冻结，即，随后，在助听器的正常操作期间，第一滤波器36作为固定滤波器36操作。

第一滤波器36对假设在助听器10被使用时基本恒定的助听器反馈路径12的那些部分建模，诸如，麦克风16的转移函数、以及接收器26的转移函数、以及反馈路径12的基本部分。

第二滤波器38在助听器10被使用并且不使用单独探测信号时适配。当助听器10不稳定时，该滤波器38提供反馈抑制电路28的快速校正，并且跟踪诸如通过咀嚼、打喷嚏、或使用电话手机导致的在日常使用时发生的反馈路径12中的扰动。从而，快自适应滤波器38可以跟踪在几十毫秒到几秒内发生的改变。

除了要求额外安装步骤之外，固定滤波器26未能捕捉建模转移函数的真正不变部分，这是因为所确定的固定滤波器系数已经包括一些变化部分。例如，将助听器10安装在耳道中包括在不变部分中，但是例如当助听器10被重新插入耳朵中时，其可能经历改变。

以下，图示了不要求附加安装步骤并且还应对建模转移函数的真正变化部分的新助听器。

图3示出了根据所附权利要求的助听器10的第一实例。助听器10具有：输入换能器，即，麦克风16a，用于生成音频信号18a；以及反馈抑制电路28a，对反馈路径12a建模，即，反馈抑制电路28a设法生成与沿着反馈路径12a传播的信号相同的信号。注意，反馈抑制电路28a包括接收器26和麦克风16a的模型，使得反馈抑制电路28a的转移函数理想地等于接收器26的转移函数、反馈路径12a的转移函数、以及麦克风16a的转移函数的总和。

反馈抑制电路28a生成到减法器32的输出信号30a，以便在听力损失处理器20中发生处理之前，抑制或抵消音频信号18a的反馈信号部分。

听力损失处理器20耦合至减法器32a的输出，用于处理反馈补偿音频信号34a来执行听力损失补偿；并且耦合至接收器26，接收器26耦合至听力损失处理器20的输出，用于将处理后的反馈补偿音频信号22转变为声音信号。

反馈抑制电路28a包括慢自适应滤波器36a，具有输出和耦合至听力损失处理器20的输出的输入；以及快自适应滤波器38a，具有耦合至慢自适应滤波器36a的输出的输入和构成反馈抑制电路28a的输出的输出。

在所示助听器10的正常操作期间，抵消信号30a在大多数情况下构成音频信号18a的反馈信号部分的良好估计，并且因此慢自适应滤波器36a被连接用于跟踪信号30a，从而从快自适应滤波器38a吸收创新。

从而，慢自适应滤波器36a的滤波器系数至少部分地基于误差信号42a，误差信号42a等于由减法器40a输出的在慢自适应滤波器36a的输出信号44a和由快自适应滤波器38a输出的抵消信号30a之差。

快自适应滤波器38a的滤波器系数至少部分地基于由减法器32a输出的误差信号34a。

通过慢自适应滤波器36a，不要求初始化反馈抑制电路28a。而且，反馈路径中的慢改变通过慢自适应滤波器36a被充分建模。

参见图11，固定滤波器可以与慢自适应滤波器36a和快自适应滤波器38a串联连接，慢自适应滤波器36a和快自适应滤波器38a被配置用于对反馈路径12a的真正不变部分建模，诸如，麦克风16a的转移函数、驱动接收器26的放大器(未示出)的转移函数、以及接收器26的转移函数、以及反馈路径12a的基本部分的初始值，使得仅要求自适应滤波器36a、38a应对来自初始值的变化。

参见图11，体延迟(bulk delay)可以与慢自适应滤波器36a和快自适应滤波器38a串联连接，慢自适应滤波器36a和快自适应滤波器38a配置用于对沿着反馈路径传播的反馈信号的传播延迟建模，并且从而解除该任务的自适应滤波器36a、38a。

参见图11，桶形移位器可以连接在慢自适应滤波器36a和/或快自适应滤波器38a的输出处，以便优选自适应地缩放输出信号。诸如自适应缩放的缩放最大化精度，并且可选地扩展系数范围，并且还使得任意慢自适应可能。在没有自适应缩放的情况下，最佳步幅尺寸可能不可用于所有反馈路径。

除了图4的助听器10具有两个麦克风16a、16b，即，正面麦克风16a和背面麦克风16b之外，图4中所示的助听器10类似于图3的助听器，并且听力损失处理器20包括用于可选波束形成的波束形成器，如在助听器领域中众所周知的。到正面麦克风16a的反馈路径12a通过与图3中所示的反馈电路28a相同的第一反馈抑制电路28a建模。同样地，除了第二慢自适应滤波器36b的输入耦合至第一慢自适应滤波器36a的输出44a，而不耦合至听力损失处理器20的输出22之外，到背面麦克风16b的反馈路径12b通过与图3中所示的反馈电路28a相对应的第二反馈抑制电路28a建模。

在所示助听器10中，接收器26到正面麦克风12a之间的距离比接收器26与背面麦克风12b之间的距离更短。如果相反为真，即，接收器26和背面麦克风12b之间的距离最短，则麦克风12a是背面麦克风，并且麦克风12b是正面麦克风。

从而，第一慢自适应滤波器36a对到正面麦克风12a的反馈路径的慢改变部分建模，并且第二慢自适应滤波器36b对到正面麦克风12a的反馈路径与到背面麦克风的反馈路径12b之差建模，使得第一慢自适应滤波器36a和第二慢自适应滤波器36b的串联连接一起对到背面麦克风12b的反馈路径建模。在所示实例中，正面和背面麦克风16a、16b之间的距离小，并且各自反馈路径12a、12b具有类似转移函数，在幅度响应的成形中具有子采样延迟差异和微小差异。因此，第二慢自适应滤波器36b比第一慢自适应滤波器36a更简单。第二慢自适应滤波器36b执行通过反馈抑制电路28a、28b的体延迟可能作出的反因果内插，参见图11。

在各自反馈路径12a、12b不具有相似转移函数的另一个实例(未示出)中，分别到正面麦克风16a和背面麦克风16b的反馈路径12a、12b可以通过独立反馈电路28a、28b被建模，其每个都类似于图3中所示的反馈电路28a，第一和第二慢自适应滤波器36a、36b的输入耦合至听力损失处理器20的输出22。

参见图11，第一固定滤波器可以与第一慢自适应滤波器36a和第一快自适应滤波器38a串联连接，第一慢自适应滤波器36a和第一快自适应滤波器38a被配置用于对第一反馈路径12a的真正不变部分建模，诸如，麦克风16a的转移函数、驱动接收器26的放大器(未示出)的转移函数、以及接收器26的转移函数、以及第一反馈路径12a的基本部分的初始值，使得仅要求第一慢和快自适应滤波器36a、38a应对来自初始值的变化。

参见图11，第二固定滤波器可以与第二慢自适应滤波器36b和第二快自适应滤波器38b串联连接，第二慢自适应滤波器36b和第二快自适应滤波器38b被配置用于对第二反馈路径12b的不变部分建模，诸如，麦克风16b的转移函数、驱动接收器26的放大器(未示出)的转移函数、以及接收器26的转移函数、以及第二反馈路径12b的基本部分的初始值，使得仅要求第二慢和快自适应滤波器36b、38b应对来自初始值的变化。

参见图11，各自体延迟与慢自适应滤波器36a、36b和快自适应滤波器38a、38b串联连接，慢自适应滤波器36a、36b和快自适应滤波器38a、38b被配置用于对沿着反馈路径12a、12b传播的各自反馈信号的传播延迟建模，并且由此解除该任务的自适应滤波器36a、36b、38a、38b。分配体延迟，以便于在第二慢自适应滤波器36b中的反因果内插。

参见图11，各自桶形移位器连接在慢自适应滤波器36a、36b的输出处，以便自适应地缩放各自输出信号44a、44b。缩放最大化精度，并且可选地扩展系数范围，并且还使得任意慢自适应可能。在没有自适应缩放的情况下，最佳步幅尺寸可能不可用于所有反馈路径。

除了图5的助听器10的慢自适应滤波器36a的滤波器系数至少部分地基于误差信号42a，误差信号42a等于由减法器40a输出的慢自适应滤波器36a的输出信号与音频信号18a之差；而不等于由减法器40a输出的慢自适应滤波器36a的输出信号44a与由快自适应滤波器38a输出的抵消信号30a之差的事实之外，图5中所示的助听器10类似于图3的助听器。

误差信号42a还被表示为直接方法误差，并且如果快自适应滤波器在其参考状态下被冻结，其有效地是将为反馈抑制电路的输出的信号。误差信号42a对于不相关信号是最佳的，但是可能更多地经历由音调输入导致的偏置，然而，图3的误差信号42a对偏置不太敏感，这是因为快自适应滤波器使用自适应信号模型，但是其可能导致局部最小值，局部最小值可能捕捉慢自适应滤波器，防止其进一步适配。

除了如图5中所示，图5的助听器10的慢自适应滤波器36a的滤波器系数至少部分地基于第一误差信号42a，第一误差信号42a等于由第一减法器40a输出的第一慢自适应滤波器36a的第一输出信号44a和第一音频信号18a之差；而不等于由第一减法器40a输出的在第一慢自适应滤波器36a的第一输出信号44a和有第一快自适应滤波器38a输出的第一抵消信号30a之差的事实之外，图6中所示的助听器10类似于图4的助听器。同样地，第二慢自适应滤波器36b的滤波器系数至少部分地基于第二误差信号42b，第二误差信号等于由第二减法器40b输出的第二慢自适应滤波器36的第二输出信号44b和第二音频信号18b之差；而不等于由第二减法器40b输出的在第二慢自适应滤波器36b的第二输出信号44b和由第二快自适应滤波器38b输出的第二抵消信号30b之差。

图7中所示的助听器10分别组合图3和图5中所示的误差信号42a。从而，除了图7的助听器的慢自适应滤波器36a的滤波器系数至少部分地基于误差信号42a，误差信号42a等于由减法器40a输出的在慢自适应滤波器36a的输出信号44a与音频信号18a和由快自适应滤波器38a输出的抵消信号30a的加权和之差；而不等于由减法器40a输出的在慢自适应滤波器36a的输出信号44a和由快自适应滤波器38a输出的抵消信号30a之差的事实之外，图7中所示的助听器10类似于图3的助听器。

除了如图7中，图7的助听器10的第一慢自适应滤波器36a的滤波器系数至少部分地基于第一误差信号42a，第一误差信号42a等于由第一减法器40a输出的在第一慢自适应滤波器36a的第一输出信号44a与第一音频信号18a和由第一快自适应滤波器38a输出的第一抵消信号30a的加权和之差的事实之外，图8中所示的助听器10类似于图4或图6的助听器。同样地，第二慢自适应滤波器36b的滤波器系数至少部分地基于第二误差信号42b，第二误差信号42b等于由第二减法器40b输出的在第二慢自适应滤波器36b的第二输出信号44b与第二音频信号18b和由第二快自适应滤波器38输出的第二抵消信号30b的加权和之差。

图9示出根据所附权利要求的具有包括在信号建模电路64中的快自适应滤波器38a的助听器。信号建模电路64可以构成图3至图8中所示的助听器的自适应滤波器38a、38b。

图3至图8中所示的快自适应滤波器38a、38b根据所谓的“直接方法”操作，以最小化误差信号34a、34b的期望信号强度。“直接方法”在助听器领域中众所周知，并且通常使用最小均方差(LMS)算法、归一化最小均方差(NLMS)算法、优选块标准化最小均方差(BNLMS)算法，执行误差信号的最小化，其中，跨过采样的块最小化平方误差准则。

已知直接方法，以当输入信号呈现长尾自相关函数时，提供偏置结果。在音调信号的情况下，例如，这通常导致次佳解决方案，这是因为自适应反馈模型将试图抑制外部音调，而不对实际反馈建模。

该问题通过图9中所示的包括在存在音调输入时确保稳定性的去相关电路54、56的信号建模电路64解决。

去相关电路54将自适应去相关应用至误差信号34a，以获得滤波后的误差信号58。去相关电路56将自适应去相关对称地应用至快自适应滤波器输入44a，以获得滤波后的输入60，使得在算法框62中使信号交叉相关提供梯度估计，以最小化滤波后的误差准则，其被已知为对于音调或自相关外部信号更加健壮。在所示信号建模电路64中，从误差信号34a获得在去相关滤波器54、56中使用的信号模型。然而，可以可替换地使用固定去相关滤波器。

信号建模电路64可以进一步被配置用于保持用于区分由反馈导致的助听器输出和输入之间的相关性与已经存在于外部信号(音调输入)中的相关性的外部信号18a的统计模型，由此减小对音调输入的敏感性。

图10更详细地示出信号建模电路64的实施例。所示的信号建模电路64包括自适应去相关电路54、56。自适应去相关被应用至误差信号34a，以获得过滤后的误差信号58。而且，自适应去相关被对称地应用至快自适应滤波器38a的输入44a，即，去相关电路56的滤波器与去相关电路54的滤波器相同，使得在算法62中使去相关信号58、60交叉相关提供了梯度估计，以最小化滤波后的误差准则，其被已知为对于音调或自相关外部信号条件更加健壮。

去相关滤波器在抵消(其理想地匹配外部信号)之后减去信号的线性预测。在某种意义上，除了在本电路中，模型被增量更新之外，其非常类似于众所周知的线性预测编码。标准FIR滤波器用于线性预测，所以随后生成模型(用于外部信号)是IIR，并且可以被解释为自动回归模型。然而，不一定限于自动回归模型；例如，还可以使用自动回归-移动平均模型(ARMA)，但是需要额外小心，以确保稳定性和有效性。

可以可替换地在信号建模电路64中使用固定去相关滤波器。

而且，可以在信号路径中应用自适应非线性去相关。信号路径中的非线性去相关降低外部信号与助听器输出的相关性。由反馈导致的对输入信号的贡献仍然等效地相关(因为已知所应用的非线性)，所以其变得更容易区分反馈与音调输入，并且随后反馈模型将改进。

图11示出了除了快自适应滤波器之外的反馈抑制电路。一些或所有所示的固定滤波器46、延迟48、52a、52b和桶形移位器50a、50b可以被包括在图3至图8中所示的反馈抑制电路28中。

听力损失处理器(未示出)的输出22被输入到与第一慢自适应滤波器36a和第一快自适应滤波器(未示出)串联连接的固定滤波器46。固定滤波器46被配置用于对反馈路径(未示出)的真正不变部分建模，诸如，麦克风(未示出)的转移函数、驱动接收器(未示出)的放大器(未示出)的转移函数、以及接收器(未示出)的转移函数、以及反馈路径(未示出)的基本部分的初始值，使得仅要求反馈抑制电路的自适应滤波器对应来自初始值的变化。

体延迟48、52a、52b与慢自适应滤波器36a、36b和快自适应滤波器(未示出)串联连接，慢自适应滤波器36a、36b和快自适应滤波器(未示出)被配置用于对沿着各自反馈路径(未示出)传播的各自反馈信号的传播延迟建模，并且由此解除该任务的反馈抑制电路的自适应滤波器。体延迟被分配，以便于第二慢自适应滤波器36b中的反因果内插。

桶形移位器50a、50b连接在第一和第二慢自适应滤波器36a、36b的各自输出处，以便自适应地缩放各自输出信号44a、44b。缩放最大化精度，并且可选地扩展系数范围，并且还使得任意慢自适应可能。在没有自适应缩放的情况下，最佳步幅尺寸可能不可用于所有反馈路径。

图12示出了当重复重新插入时的反馈路径转移函数的曲线图，用于图示由慢自适应滤波器建模的反馈路径的变化。

图13示出了在60秒语音之后由慢自适应滤波器学习的反馈路径80和模型82的转移函数的曲线图。

虽然已经示出和描述了特定实施例，但是将理解，不旨在将所要求保护的发明限于优选实施例，并且在不脱离所要求保护的发明的精神和范围的情况下，可以作出多种改变和修改，这对于本领域技术人员来说是显而易见的。从而，说明书和附图被认为是说明性的，而不是限制性的。所要求保护的发明旨在覆盖更改、修改和等价物。

Claims (14)

1.一种助听器，包括：

第一输入换能器，所述第一输入换能器用于生成第一音频信号；

第一反馈抑制电路，所述第一反馈抑制电路被配置用于对所述助听器的第一反馈路径建模；

第一减法器，所述第一减法器用于从所述第一音频信号减去所述第一反馈抑制电路的第一输出信号以形成第一反馈补偿音频信号；

听力损失处理器，所述听力损失处理器耦合至所述第一减法器，用于处理所述第一反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；以及

接收器，所述接收器耦合至所述听力损失处理器，用于基于处理后的第一反馈补偿音频信号来提供声音信号，

其中，所述第一反馈抑制电路包括

第一慢自适应滤波器，具有输出和耦合至所述听力损失处理器的输入，以及

第一快自适应滤波器，具有输出和耦合至所述第一慢自适应滤波器的输入，其中，所述第一慢自适应滤波器的滤波器系数至少部分地基于所述第一慢自适应滤波器的输出信号与所述第一快自适应滤波器的输出信号和所述第一音频信号中的至少一个之差。

2.根据权利要求1所述的助听器，其中，所述第一慢自适应滤波器的所述滤波器系数基于所述第一慢自适应滤波器的所述输出信号与所述第一音频信号之差。

3.根据权利要求1所述的助听器，其中，所述第一慢自适应滤波器的所述滤波器系数基于所述第一慢自适应滤波器的所述输出信号与所述第一快自适应滤波器的所述输出信号之差。

4.根据权利要求1所述的助听器，其中，所述第一慢自适应滤波器的所述滤波器系数基于所述第一慢自适应滤波器的所述输出信号与所述第一快自适应滤波器的所述输出信号和所述第一音频信号的加权和之差。

5.根据权利要求1所述的助听器，进一步包括：

第二输入换能器，所述第二输入换能器用于生成第二音频信号；

第二反馈抑制电路，所述第二反馈抑制电路被配置用于对所述助听器的第二反馈路径建模；

第二减法器，所述第二减法器用于从所述第二音频信号减去所述第二反馈抑制电路的第二输出信号以形成第二反馈补偿音频信号；

其中，所述听力损失处理器耦合至所述第二减法器，用于处理所述第二反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；以及其中，所述第二反馈抑制电路包括

第二慢自适应滤波器，具有输出和耦合至所述听力损失处理器的输入，以及

第二快自适应滤波器，具有输出和耦合至所述第二慢自适应滤波器的输入，

其中，所述第二慢自适应滤波器的滤波器系数至少部分地基于所述第二慢自适应滤波器的输出信号与所述第二快自适应滤波器的输出信号和所述第二音频信号中的至少一个之差。

6.根据权利要求1所述的助听器，进一步包括：

第二输入换能器，所述第二输入换能器用于生成第二音频信号；

第二反馈抑制电路，所述第二反馈抑制电路被配置用于对所述助听器的第二反馈路径建模；

第二减法器，所述第二减法器用于从所述第二音频信号减去所述第二反馈抑制电路的第二输出信号以形成第二反馈补偿音频信号；

其中，所述听力损失处理器耦合至所述第二减法器，用于处理所述第二反馈补偿音频信号来执行听力损失补偿；以及

其中，所述第二反馈抑制电路包括：

第二慢自适应滤波器，具有输出和耦合至所述第一慢自适应滤波器的输入，以及

第二快自适应滤波器，具有输出和耦合至所述第二慢自适应滤波器的输入，

其中，所述第二慢自适应滤波器的滤波器系数至少部分地基于所述第二慢自适应滤波器的输出信号与所述第二快自适应滤波器的输出信号和所述第二音频信号中的至少一个之差。

7.根据权利要求5所述的助听器，其中，所述第二慢自适应滤波器的所述滤波器系数基于所述第二慢自适应滤波器的所述输出信号与所述第二音频信号之差。

8.根据权利要求5所述的助听器，其中，所述第二慢自适应滤波器的所述滤波器系数基于所述第二慢自适应滤波器的所述输出信号与第二快自适应滤波器的所述输出信号之差。

9.根据权利要求5所述的助听器，其中，所述第二慢自适应滤波器的所述滤波器系数基于所述第二慢自适应滤波器的所述输出信号与所述第二快自适应滤波器的所述输出信号和所述第二音频信号的加权和之差。

10.根据权利要求1所述的助听器，其中，所述第一慢自适应滤波器被配置成：当至少一个准则被实现时，调节一个或多个所述滤波器系数。

11.根据权利要求10所述的助听器，其中，所述至少一个准则包括：所述第一反馈抑制电路的输入信号的信号水平大于预定义阈值。

12.根据权利要求10所述的助听器，其中，所述至少一个准则包括：误差信号的自相关低于预定阈值。

13.根据权利要求10所述的助听器，其中，所述至少一个准则包括：更新构成在所述助听器加电时立即执行的第一更新。

14.根据权利要求10所述的助听器，其中，所述至少一个准则包括：所述第一快自适应滤波器的滤波器系数矢量的p-范数小于预定阈值。