CN104685842B

CN104685842B - 信道估计的自适应平滑

Info

Publication number: CN104685842B
Application number: CN201380050758.XA
Authority: CN
Inventors: L.莫伦; A.雷亚
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2013-09-27
Publication date: 2017-12-08
Anticipated expiration: 2033-09-27
Also published as: CN104685842A; US20140092947A1; EP2901639A1; EP2901639B1; US8737457B2; WO2014051509A1; EP2901639A4

Abstract

公开了用于使用于信道估计的平滑滤波器的参数直接适应于当前速度和信噪比（SNR）情形的技术。示例方法以多个信道响应测量开始。对于预定滤波器响应的集合的第一子集中的每个，对信道测量样本进行滤波来获得估计信道响应样本的对应集合。接着，对于估计信道响应样本的每个集合，有序残差的对应集合从信道测量样本计算。评估有序残差的每个集合以在有序残差之中确定相关量度，并且更新的滤波器响应基于该评估从预定滤波器响应的集合的第二子集选择，以供在解调接收信号中使用。

Description

信道估计的自适应平滑

技术领域

本申请大体上涉及通信接收器，并且更特定地涉及用于获得通信信道估计以供在信号处理中使用的技术。

背景技术

通信接收器通常需要知道通信信道的响应，即远程传送器与接收器之间的链路的响应。在无线通信接收器中尤其是这样的，除由传送器与接收器之间的距离产生的减少的信号强度外，无线通信接收器大体上还必须应对干扰、多径散射和传送信号衰退。在许多系统中，因为信道响应可以随时间改变，接收器执行信道传输响应的频繁估计。

例如，在由第三代合作伙伴计划（3GPP）的成员标准化的宽带码分多址（W-CDMA）系统中，信道响应的估计（在下文称为“信道估计”）从瞬时信道测量得到，其进而可通过比较接收及解扩的公共导频信道（CPICH）版本与已知为已经由远程基站（在3GPP文献中经常称为“节点B”）传送的CPICH符号而获得。如在下文进一步详细论述的，信道响应估计通常通过平滑跨一个或多个时隙的这些信道测量（例如，通过对对应于多个符号时间的若干测量滤波）而改进。

用于计算信道响应估计的初始信道测量可以可用于不同的采样时间间隔，例如符号或时隙。它们也可对应于特定路径延迟和/或特定信号频率或频率仓（frequency bin），例如对应于正交频分复用（OFDM）信号中的特定副载波。应意识到对于宽带系统，信道传输响应将大体上随频率以及时间而变化。因此，在各种系统中，信道估计技术可需要考虑各种系统中的时间变化、频率变化或两者。

初始信道估计通常被滤波（即，“平滑”）以便获得改进的信道估计。该平滑可通过对测量求平均、执行信道测量的线性回归或通过使用另一个适合的线性滤波器而进行。这些技术中的任何技术可以看作对信道测量应用滤波器响应，该滤波器响应具有特定时间常数和滤波器带宽。

因为接收器或传送器位置中的改变影响至少信道的多径和衰退特性，接收器和传送器的运动影响信道响应的时变本质。该问题对于高速情形尤其突出，例如在接收器处于车辆中或附连到车辆时。信道响应中较快的变化速率意指必须使用较短的滤波器时间（即，较大的滤波器带宽），以避免所得的信道估计的过度偏差。因此，在一些情况下，滤波器带宽和/或用于获得信道估计的其他滤波器参数可取决于最大多普勒移位和/或噪声功率电平。在一些实现中，这允许平滑滤波器以适应于接收器或传送器的速度，同时也考虑噪声功率电平。于是，例如在低速使用更多滤波并且在高速使用更少滤波是可能的。在噪声功率电平是高的时候使用更多滤波并且在噪声功率电平是低的时候使用更少滤波，这同样可能。

大体上，最佳滤波技术方案是噪声抑制与由于信道跟踪中的误差招致的估计偏差之间的权衡。信道估计技术需要附加改进以在典型接收器可能遇到的多种信号条件和速度下接近最佳滤波技术方案。

发明内容

本发明的各种实施例基于使用于信道估计的平滑滤波器的参数直接适应于当前速度和信噪比（SNR）情形的技术。例如在关注接收器移动性的情形中，这些实施例可以有利地执行快速滤波自适应而不需要接收信号的多普勒扩展的估计或接收噪声的估计。如下文详述的，这些技术基于以下认识：滤波器输出处信道测量与信道估计之间的残差（即，差异）在平滑滤波器未引入估计偏差时不相关而是在平滑滤波器带宽使信道估计产生偏差时相关。一般而言，最准确的信道响应估计可以通过在每个情形下应用尽可能多的滤波，同时仍产生不相关残差或具有足够低相关的残差而获得。

根据一个方面，公开用于在通信接收器中获得平滑信道响应估计的若干方法。示例方法以执行多个信道响应测量（其对应于路径延迟或信号频率/频率仓，或两者）来获得当前估计间隔的有序信道测量样本而开始。对于预定滤波器响应的集合的第一子集中的每个，对有序信道测量样本滤波来获得估计信道响应样本的对应集合。接着，对于估计信道响应样本的每个集合，有序残差的对应集合从信道测量样本计算。评估有序残差的每个集合以在有序残差之中确定相关量度，并且更新的滤波器响应基于该评估从预定滤波器响应的集合的第二子集选择，以供在解调接收信号中使用。

在一些实施例中，预定滤波器响应的第一子集包含两个或以上预定滤波器响应，每个具有滤波器带宽，并且第二子集等于第一子集。在这些实施例中，方法进一步包括使用估计信道响应样本的集合（其对应于预定滤波器中所选的一个）用于在当前估计间隔解调接收的信号。在这些实施例中的一些中，这个选择通过在产生小于预定阈值的对应相关量度的两个或以上预定滤波器响应的那些之中选择对应于最低滤波器带宽的估计信道响应样本的集合而执行。

在其他实施例中，预定滤波器响应的第一子集包含单个预定滤波器响应。第二子集包括第一子集和一个或多个附加预定滤波器响应。在这些实施例中，方法进一步包括使用更新的滤波器响应以在当前估计间隔中或在紧跟当前估计间隔的估计间隔中解调接收信号。在这些实施例中的一些中并且在一些情形中，评估牵涉确定单个预定滤波器响应的相关量度小于第一阈值，并且更新的滤波器响应的选择通过选择具有比第一信道滤波器响应更低带宽的信道滤波器响应而执行。在其他情况下，接收器确定单个预定滤波器响应的相关量度大于第二阈值并且选择具有比第一信道滤波器响应更高带宽的信道滤波器响应。在其他实施例中和/或在其他情形中，接收器确定单个预定滤波器响应的相关量度在第一阈值与第二阈值之间，并且选择在当前估计间隔中使用的相同信道滤波器响应以供在紧跟当前估计间隔的估计间隔中使用。

在一些实施例中，评估有序残差的每个集合包括计算有序残差的相关函数，其中相关量度等于零滞后处的相关值与总相关权重（即，整个相关响应上所有相关值的总和）的比。在其他中，评估有序残差的每个集合包括对有序残差的连续残差之间的零交叉的数量计数，其中相关量度与零交叉的数量逆相关。在这些实施例中的一些中，评估包括确定充分不相关的残差将导致计数数量的零交叉的概率，其中相关量度是确定的概率。

在若干实施例中，有序信道测量样本是在时间间隔上采取的按时间排序的信道测量样本。在其他中，有序信道测量样本是跨副载波频率的集合采用的按频率排序的信道测量样本。

在本发明的一些实施例中，概述的方法中的任何方法可重复若干次，使得对一系列信道估计间隔中的每个重复上文描述的执行、滤波、计算、评估和选择操作中的每个。

根据另一个方面，公开了通信接收器电路，其配置成实施上文描述的方法中的一个或多个。示例通信接收器电路包括信道响应测量电路，其配置成执行对应于路径延迟或信号频率或两者的多个信道响应测量以获得对于当前估计间隔的有序信道测量样本，并且进一步包括处理电路，其配置成从测量电路接收信道测量并且根据上文描述的技术中的一个或多个来评估它们以选择平滑滤波器响以用于生成平滑信道响应估计。因此，在一些实施例中，处理电路配置成：对于预定滤波器响应的集合的第一子集中的每个，对有序信道测量样本滤波来获得估计信道响应样本的对应集合；对于估计信道响应样本的每个集合，从信道测量样本计算有序残差的对应集合；评估有序残差的每个集合以在有序残差之中确定相关量度；以及基于所述评估，从预定滤波器响应的集合的第二子集选择更新的滤波器响应以供在解调接收信号中使用。还公开了包括这样的接收器电路的无线设备。

上文概述的方法、电路和设备提供改进的信道响应平滑和增强的接收器性能。当然，本发明不限于上文概述的特征和优势。实际上，本领域技术人员在阅读下列详细描述时以及在查看附图时将认识到附加特征和优势。

附图说明

图1是图示根据本发明的一些实施例的示例方法的过程流程图。

图2是图示根据本发明的一些实施例的另一个示例方法的过程流程图。

图3图示根据本发明的一些实施例的接收器电路的功能部件。

图4图示了演示示例实施例的模拟结果。

图5是图示根据本发明的若干实施例的一般化方法的过程流程图。

图6是图示示例接收器电路的部件的框图。

图7图示具有无线设备（其包括像图6的那些的接收器电路）的无线通信系统。

具体实施方式

将参考附图（其中示出本发明的实施例的示例）在下文更全面地描述本发明。然而，该公开的方法、电路和设备可采用许多不同的形式实现并且不应解释为局限于本文阐述的实施例。还应注意这些实施例不互相排斥。从而，来自一个实施例的部件或特征可假设在另一个实施例中存在或使用，其中这样的包含是合适的。

仅仅为了说明和解释，这些和其他实施例在本文在通过无线电通信信道与无线终端（也称为用户设备，或“UE”）通信的无线电接入网络（RAN）中操作的上下文中描述。实施例一般能适用于基于TDMA、CDMA、FDMA或OFDM无线电接入技术中的任何技术的通信系统。更特定地，特定实施例在使用W-CDMA和/或高速分组接入（HSPA）技术的系统（如由第三代合作伙伴计划（3GPP）的成员标准化的）的上下文中描述。然而，将理解本公开不限于这样的实施例并且大体上可在各种类型的通信网络中实现，包括例如所谓的也由3GPP标准化的长期演进（LTE）网络。

如本文使用的，术语移动终端、无线终端、无线设备或UE可以指从通信网络接收数据的任何设备，并且可包括但不限于，移动电话（“蜂窝”电话）、膝上型/便携式计算机、袖珍计算机、手持计算机、调制解调器和/或台式计算机。这些术语还可以指在没有直接人的交互的情况下使用的机器对机器型通信设备。这样的设备的一个示例将是传感器。

还注意例如“基站”（其在各种上下文可称为例如NodeB）和“无线终端”、“移动终端”或“无线设备”（通常称为“UE”或“用户设备”）的专有名词的使用应视为非限制性的并且不一定暗指通信链路的两个特定节点之间的某种层次关系。一般，基站（例如，“NodeB”）和无线终端（例如，“UE”）可视为通过无线无线电信道而彼此通信的相应不同通信设备的示例。

同样，在本文可使用术语“传送节点”和“接收节点”来区分一个设备与另一个，其中“传送”和“接收”名称仅用于指示哪个设备在感兴趣的特定一个传送或多个传送的哪端。再者，这些术语的使用不一定暗指通信链路的两个特定节点之间的某种层次关系。当然，应意识到“传送节点”通常可（并且大体上可）包括接收硬件，正如“接收节点”也可适应于传送信号。尽管本文论述的实施例可聚焦在在下行链路中从基站（在对于例如W-CDMA的3GPP规范中，是节点B）到UE的无线传送上，在一些上下文中，发明技术还可适用于例如上行链路传送。因此，在下文详细描述的本发明的若干实施例可适合于在各种无线终端、基站或两者中使用。

当然，将意识到伴随电路（包括天线、天线接口电路、射频电路和其他控制和基带电路）的细节将根据本文公开的发明性技术的特定应用而变化。因为这些细节对于完整理解本发明不是必需的，因此在以下论述和附图中大体上省略那些细节。

为了简单起见，接着的论述大体上聚焦在估计单个信道系数的估计上以表示对于给定时间间隔的信道估计。将意识到这可以容易地扩展到由若干系数表示的信道响应估计，例如对于若干路径延迟中的每个，或对于若干频率中的每个，或对于两者。例如，下文描述的技术可以简单地使用对应于系数的延迟和/或频率的信道测量而对每个系数独立执行。在阅读下文的详细描述时，本领域技术人员将意识到也可使用其他方法。

还注意经常在下列论述中使用术语“滤波器长度”、“滤波器时间”和“滤波器宽带宽”来指应用于信道测量的滤波器的传输响应。本领域技术人员将意识到这些术语密切相关，并且在一些情况下可以互换地使用。更准确地，术语“滤波器时间”指对于滤波器的时间常数。尽管滤波器时间常数的若干特定定义中的任何定义是可能的，“滤波器时间”指时间间隔（例如，时间“窗口”），在其上信道响应测量（到滤波器的输入）对特定时间或间隔的信道响应估计有影响。滤波器时间与“滤波器带宽”成反比，这是众所周知的。再者，对于滤波器带宽的若干特定定义中的任何定义是可能的，但大体上都指滤波器输出中（即，信道估计中）可能的时变性。给定滤波器带宽意指将看不到在滤波器带宽外的频率处的信道估计中的明显变化。最后，术语“滤波器长度”有时可指落入滤波器时间内的信道响应测量的数量，或可指滤波器时间本身。应进一步意识到滤波器的使用不限于滤波时间序列；从而，滤波器长度可指影响特定滤波器输出系数的输入样本的数量。因为这些术语之间的密切关系，在下列论述中关于这些术语中的任一个的陈述应理解为在对应意义上适用于其他，除非上下文另外清楚地指示。从而，例如，关于相对短的滤波器时间的影响的陈述也应理解为适用于相对宽的滤波器带宽，并且反之亦然。

用于信道估计的若干之前已知的技术牵涉用于平滑信道测量的滤波器响应的自适应。这些已知技术中的一些需要了解信道测量的最大多普勒移位和噪声功率电平，例如，如由信噪比（SNR）或信号干扰噪声比（SINR）表征的。这样的技术方案的示例在公布的专利申请US 2006/227887中论述。相对快且易于估计SNR。然而，另一方面，更难以估计最大多普勒移位，因为这样做需要长的估计时间。例如，假设需要的估计时间是十个最大多普勒移位周期。在该情况下，估计时间在2.1 GHz频带中在三千米/小时变成差不多两秒。

另一个基本问题是与由噪声引起的测量变化相比，需要识别由信道引起的测量变化。这需要关于要估计的信噪比和最大多普勒移位的假设的一些先验知识。其他困难包括由于除设备之间的相关运动以外的原因产生的传送器与接收器之间的频率偏移。这些困难暗示接收器的自动频率控制（AFC）和自动增益控制（AGC）功能。

一个可能方法是使用若干不同的平滑滤波器（每个具有它自己的滤波器长度/带宽）中的每个，以对每个观察间隔产生若干不同的信道响应估计。这些截然不同的信道响应估计然后可以独立使用来解调接收信号并且从接收信号获得解调的数据符号。然后可以计算采用该方式输出的数据符号中的每个的SINR，并且选择对应于最佳SINR的输出/平滑滤波器。这样的技术方案在发布的专利US 7,821,915 B1中描述。然而，该方法需要对若干平滑滤波器响应中的每个实现全解调链，这可能导致接收器复杂性的显著增加。

根据下文详述的实施例，更好的方法是基于观察由一个或多个滤波器响应的应用所产生的残差通过从若干可能的平滑滤波器传输响应之中选择而使平滑滤波器适应于信道响应测量。术语“残差”在这里用于指在应用给定平滑滤波器响应后，未滤波的信道测量与估计信道响应之间的计算差。

如可以从接着的该方法的详细描述看到的，该技术不需要显式多普勒估计或接收噪声的估计来选择时间常数用于平滑/滤波。有利地，根据这些技术实现的系统尽可能大量地滤波（即，使用最大可能带宽）而不引入不能接受的偏差度，偏差的出现在检测到相关残差时指出。

下文描述的本公开的各种实施例的另一个优势是它们使用于信道估计的平滑滤波器的参数直接适应于当前速度和信噪比（SNR）情形。如下文详述的，这些技术基于以下认识：在滤波器输出处信道测量与信道估计之间的残差（即，差异）在平滑滤波器未引入估计偏差时不相关而是在平滑滤波器带宽使信道估计产生偏差时相关。从而，最准确的信道响应估计可以通过在任何给定情形下应用尽可能多的滤波同时仍产生不相关残差或具有非常低相关的残差而获得。

图1的过程流程图图示用于获得具有减少的跟踪偏差（即，由于信道跟踪中的误差招致的估计偏差）的平滑信道响应估计的一个示例方法，如在通信接收器中实现的。该过程流程图图示对每个感兴趣时间间隔评估对应于多个滤波器的残差来确定要用于该时间间隔的最佳滤波器所采用的基于残差的方法的一个变型。另一个变型在图2中图示，其中每个感兴趣时间间隔仅评估一个滤波器响应。

再次参考图1，图示的过程以对于感兴趣的测量间隔的信道响应测量来获得多个信道测量而开始（如在框110处示出的）。这些信道测量是底层时间通道响应的样本，并且通常是有噪声的。测量的信道响应通常对应于特定路径延迟和/或特定信号频率或频率仓或频率范围。尽管信道测量通常是时间样本（即在不同时间进行的一系列测量），例如对于传送时间间隔中的若干连续符号中的每个，在图1中图示的技术和本文描述的其他技术可以适用于滤波所适合的信道测量的任何有序集合，例如跨正交频分复用（OFDM）信号的多个副载波采取的按频率排序的样本。因此，正如不需要初始多普勒估计来执行按时间排序的信道测量的合适平滑一样，不需要初始信道离散估计来平滑按频率排序的信道测量。实际上，将意识到这些技术在时域和频域中的应用简单地是彼此的对偶。

用于执行信道响应测量的多种技术是已知的，其包括基于测量已知导频符号（例如3GPP W-CDMA系统中的CPICH）的技术。依赖伪导频符号或数据符号的测量的技术也是众所周知的。然而，为了本论述的目的，用于获得信道测量的精确技术并不重要。

如在框120处示出的，信道测量样本使用多个平滑滤波器来滤波。因此，获得多个滤波的信道响应估计，每个对应于预定可用滤波器集合中的平滑滤波器中的一个。这些滤波器通常具有不同的带宽和/或其他滤波器特性，来提供不同数量的平滑。例如，滤波器响应的集合可包括平均滤波器集合，每个具有不同的长度N，其中N是对其求平均来获得滤波器输出的连续信道测量的数量。作为另一个示例，滤波器响应的集合可包括若干递归滤波器，其具有不同的时间常数。然而，重要的是注意本文描述的发明性技术可适用的滤波器类型的选择不限于这些情况。还应意识到，在一些情况下，可用滤波器响应可包括对于两个或以上不同类型的滤波器的响应。

如在框130处示出的，对滤波器响应中的每个计算残差（即，滤波器输出与初始信道测量之间的差异）。需要每个滤波器响应的多个残差来评估每个滤波器响应是否过度地使信道响应估计产生偏差。从而，例如，可对每个滤波器响应计算M个残差的集合。这些M个残差例如在具有相同输入和输出速率的滤波器中可以简单地是M个滤波器输出样本与对应信道测量输入之间的差异，或在其他情况下，可牵涉滤波器输出样本与若干输入样本之间的差异的计算。在仍有的其他情况下，残差可通过从输出样本插值的值减去输入样本而计算。该后面的方法在滤波器的输出速率低于输入速率时可以是优选的。在任何情况下，因为残差接着将经受相关分析，所以，无论残差是按时间排序还是按频率排序，残差的排序是重要的。

构成这里描述的技术的一个重要概念是对应于给定滤波器响应的残差在使用适合的滤波器（即，未引入明显的信道跟踪偏差的滤波器）时将基本上不相关。另一方面，如果使用具有太窄带宽的滤波器，将引入估计偏差。该估计偏差将在残差之中的相关中显示。

因此，如在框140处示出的，评估对应于滤波器响应中的每个的残差来确定滤波器响应中的哪些是适合的，即滤波器响应中的哪些未引入过多信道跟踪偏差。这可以通过确定残差相关的程度而进行。残差的该相关分析可采用若干不同的方式执行。例如，在一个方法中，从对于给定滤波器响应的残差计算相关函数，并且如果至少总相关权重的预定部分位于滞后零处则确定滤波器响应是适合的。在另一个方法中，对每对有序残差之间的符号改变数量计数，并且如果在给定观察时间内的符号改变的数量等于或超出指示严重缺乏相关的阈值，则确定滤波器是适合的。

示例方法将进行假设检验，其中假定对于两个样本之间的符号改变的概率是p。例如，对于完全不相关样本，p=0.5。我们然后可以说滤波器是适合的，除非符号改变的数量n出乎意料地小：

，

其中左手边等于对于由给定概率p支配的过程、在M个观察期间存在多达n个符号改变的概率。求和中的每个项表达在符号改变以概率p出现这一假设下存在k个符号改变的概率。总和从而表达在假设下存在最多n个符号改变的概率。如果该概率（对于观察的符号改变的数量n）是小的（小于p_reject），则原始假设不可能是正确的。我们然后假设使用的滤波器是不适合的，并且应从选择中排斥。排斥水平的值在间隔0-1之间选择，以0.3作为示例值。在一些实现中，可静态限定排斥水平p_reject和假设的符号改变概率p。然而，在其他中，可基于例如初始信道估计的SNR的其他变量而动态选择这些参数，即在估计之间变化。一般，对于较低的初始信道估计质量可选择较低的p和/或较高的p_reject。备选地，基于观察的符号改变模式和二项式系数，可以设想其他相关度量构造。

如在框150处示出的，然后在适合的滤波器之中选择“最佳”滤波器。最佳滤波器将通常是提供最多平滑的适合的滤波器。假设滤波器是具有不同滤波时间的平均滤波器，这将意指选择具有最长滤波时间（即，最小带宽）的适合的滤波器（即，来自产生基本上不相关残差的那些之中的滤波器）。假设为不同最大多普勒移位设计可用滤波器集合（例如，最佳线性定常滤波器），将选择为最小的最大多普勒移位设计的适合的滤波器。大体上，具有较低带宽的适合的滤波器优于具有较高带宽的滤波器。

最后，在适合的滤波器之中被认为是最佳的滤波器的输出用作信道估计，如在框160处示出的。对应于该最佳滤波器的信道估计可用于若干目的中的任何目的，例如用于解调来自当前时间间隔的接收信号的未知符号。

在每一个或若干时刻重复框110至160处图示的操作。在一些实施例中，在下一个时间间隔，要在框120中使用的多个平滑滤波器集合（第一子集）可基于在当前时间间隔来自框150的最新的“最佳”滤波器结果而更新。例如，多个平滑滤波器集合可包含当前最佳滤波器和在当前最佳滤波器的带宽邻域中具有较低和较高带宽的一个或多个滤波器。每次，根据信道测量来选择相同或不同的滤波器。从而，图示的过程证明信道测量的自适应平滑。

在图1中图示的过程流中，对每个感兴趣的时间间隔评估多个滤波器来确定要用于该时间间隔的最佳滤波器。图2图示略微不同的方法，其中每感兴趣的时间间隔仅评估一个滤波器响应。利用该方法，避免了相同信道测量的并行滤波，从而减少接收器复杂性。替代地，在每个估计更新处仅使用单个滤波器。然而，权衡是自适应速率利用该方法可更低。

参考图2，图示的过程以测量对于感兴趣测量间隔的信道响应测量来获得多个信道测量而开始（如在框210处示出的）。该操作直接对应于在图1的框110中示出的。再一次，信道测量是底层时间信道响应的样本，并且通常是有噪声的。再一次，测量的信道响应通常对应于特定路径延迟和/或特定信号频率或频率范围。如与在图1中图示的过程一样，获得信道测量的多种技术是可能的；细节对于理解本发明并不重要。

如在框220处示出的，对信道测量样本滤波。然而，这次仅使用单个平滑滤波器。该滤波器在图2中称为“当前滤波器”，其指示该滤波器是在当前时间间隔应用于信道响应的平滑滤波器。如将看到的，在如在图2中图示的迭代过程中，当前滤波器大体上是在之前的迭代过程中选择的滤波器。然而，在启动时，当前滤波器可以是从可用滤波器响应的集合选择的默认滤波器。注意到从其采取当前滤波器的滤波器集合可以包括在上文结合图1论述的滤波器响应类型和特性中的任一个。

再次参考图2，图示的过程继续计算对应于来自当前滤波器的输出的残差（如在框230处示出）。在图1中图示的过程中，计算多个残差的集合。然而，在图2中示出的过程中，仅对于当前滤波器响应计算残差。然而，用于计算残差的可能技术范围是相同的。

再次，对应于给定滤波器响应的残差在使用适合的滤波器（即，未引入明显信道跟踪偏差的滤波器）时将基本上不相关。另一方面，如果使用具有太窄带宽的滤波器，将引入估计偏差。该估计偏差将在残差之中的相关中显露。在图2处图示的过程中，问题不是可用响应的集合之中哪些滤波器响应是适合的，而是当前滤波器响应是否引入过度数量的估计偏差。

因此，如在框240处示出的，评估对应于滤波器响应的残差来确定当前滤波器是否适合，即，当前滤波器是否引入过多偏差。如与在图1中图示的过程一样，这可以通过确定残差相关的程度而进行。然而，在图2中示出的过程中，这仅对于单个滤波器执行。然而，用于执行相关分析的可能技术范围是相同的。从而，例如，可从对于给定滤波器响应的残差计算相关函数，并且如果至少总相关权重的预定部分位于滞后零处则确定滤波器响应是适合的。备选地，例如，对每对有序残差之间的符号改变数量进行计数，并且如果在给定观察时间内的符号改变的数量等于或超出指示严重缺乏相关的阈值，则确定滤波器是适合的。

如在框150处示出的，基于对当前滤波器的适合性分析来更新滤波器。该更新（其相当于对过程的后续迭代选择新的或下一个“当前”滤波器）可采用若干不同方式进行。在一个方法中，如果当前滤波器高度适合（即，产生非常清楚的不相关残差），则对于当前估计间隔或后续间隔，假设滤波器响应相对远离引起跟踪偏差，并且从而可以应用更大量的滤波。因此，我们可以为下一个迭代选择具有较低带宽的滤波器，例如与当前滤波器响应相比具有下一个较低带宽的滤波器。相比之下，如果适合性是低的，即残差表现出无法接受地相关，则假设应该应用较少的滤波，在该情况下对下一个更新选择具有较高带宽的滤波器。在一些实施例中，可能确定当前滤波器既不显然适合也非显然不适合（即，在引入跟踪偏差的分界线上）。在这些实施例中，可维持当前滤波器选择。

上文论述的确定可使用适合的阈值而做出。在一些实施例中，使用单个阈值，其具有落到触发选择较高带宽滤波器的一侧上的适合性结果和落到触发选择较低带宽滤波器另一侧上的适合性结果。来自阈值的适合性度量的差异可以用于确定所选的带宽改变的程度。在其他实施例中，使用两个阈值，其具有落在这两个阈值之间、指示对于当前迭代不需要滤波器改变的适合性结果。注意到在一些实施例中，“适合性”的阈值或多个阈值（例如p_reject的值）可是固定的，或可以是情景特定的，例如基于初始信道估计质量而选择。在稍微不同的方法中，如果期望减少滤波器改变的数量则可使用假设方法，如果需要大量附加计算工作来实现滤波器响应中的改变则情况可能是这样的。再进一步，在一些情况下，可使用“无扰转移”方法，以避免滤波器改变后的滤波器瞬变；从而对何时应用所选的滤波器或选择哪个滤波器的附加约束可适用。

再一次参考图2，框260指示所选的滤波器用于获得对于下一个估计间隔的信道响应估计。从而，过程再次循环回到开始，其中使用新的“当前”滤波器响应对下一个间隔进行信道响应测量并且对这些测量滤波器。应意识到利用该方法，对于任何给定估计间隔，仅一个滤波器应用于信道响应测量，即使对于该滤波器的适合性检验指示引入一些估计偏差也如此。因此，应选择用于评估适合性的阈值或多个阈值来说明此。注意备选方法是在每个估计迭代中检验单个新的“当前”滤波器，如在框210至240处图示的，然则，如果出现滤波器中的改变，使用更新的滤波器来获得对于当前估计间隔的最终信道响应。利用该方法，在发生滤波器中的改变的每个估计间隔中将两个滤波器应用于当前信道测量。

在图2中图示的方法的另一个变型中，应用如有时在功率控制回路中应用的“跳跃算法”的原理来确定是应用更多还是更少的平滑。在发现当前滤波器不适合（例如，检测到不相关残差）的更新时刻，平滑程度快速减少来避免损坏偏差的任何延续。另一方面，在发现当前滤波器适合时，平滑程度增加，但处于较慢的速率。例如，由发现过多残差相关所触发的平滑中的减少可通过选择具有当前滤波器的窗口长度的1/f₁的窗口长度的滤波器而执行。另一方面，平滑中的增加通过使窗口长度增加到f₂倍而执行，其中f₂小于f₁。缓慢增加持续直到再次检测到偏差的开始，滤波器长度在该点处再次快速减少。

图3是图示配置成实施本文描述的技术中的一个或多个的通信接收器300的功能部件的框图。在框310中，初始信道测量y由滤波器组中的一个或多个滤波器滤波，从而提供平滑信道估计y_f。在框320中，该一个或多个滤波信道测量y_f与信道测量y比较来产生残差。残差是框330中的滤波器选择或滤波器更新的基础。所选的滤波器的输出用作框310中的信道估计。注意在接收器配置成实施与在图2中图示的类似的方法时，滤波器组310每估计间隔（或最多两个）仅实现单个滤波器，并且对应于仅单个滤波器的平滑信道估计y_f从框310传播到框320用于评估。

图4图示了演示实验室环境中方法的示例实现的操作的模拟结果。我们考虑信道响应h，其对应于WCDMA系统中的瑞利衰落抽头（tap）的实部。“真实”模拟信道响应曲线在图4的部分（a）中示出，其示出抽头的实部的幅值vs.时间（由样本数指示）。可以看到在近似一半模拟处（在大约样本1000处），信道改变开始更快地发生。这表示在1000个样本后接收器速度从3km/h到30km/h的改变。采样速率是一个时隙。

当然，因为接收器经受干扰和噪声，现实的接收器无法测量“真实”信道响应。因此，模拟信道测量在图4的部分（b）中图示。这些由具有添加的白噪声的信道响应组成。初始信道测量的SNR是0 dB。

为了图4中图示的模拟，假设可用滤波器包括具有六个不同平均滤波器（具有长度2、5、10、20、40和80）的滤波器组。图4的部分（c）图示仅利用最短（最高带宽）滤波器来对信道测量滤波的结果-结果实际上难以与信道测量区分，并且噪声使跨整个模拟时间的真实信道响应模糊不清。另一方面，部分（d）示出对信道测量仅应用最长（最低带宽）滤波器的结果。在该情况下，结果很好地跟随“真实”信道响应的缓慢改变，但后来在模拟运行中未能跟上更快改变。因此，最大量滤波在模拟的后来部分引入估计偏差，同时最少量滤波未在任何显著程度上抑制噪声。

图4的部分（e）和（f）图示实现本发明的一个实施例的结果。为了模拟，考虑的残差的数量选为等于滤波器长度，M=N，并且排斥水平选为p_reject=0.3。在每个模拟时间，评估对应于滤波器中的全部的残差，并且在适合于给定模拟时刻的那些之中选择最低带宽滤波器。图4的部分（e）示出作为模拟时间函数的滤波器选择，其中垂直通道表示所选滤波器的长度。可以清楚看到，作为一般规则，在第一半模拟期间通常应用较长滤波器长度，而在第二半期间应用短得多的滤波器长度。

由滤波器长度的自适应选择产生的滤波信道测量在部分（f）中示出。可以看到自适应滤波方法能够在低速和高速两者处都提供良好估计。这可以与在3km/h有噪声的短滤波器和在30km/h处不能跟随变化的长滤波器比较。

尽管图4中的模拟演示了如适用于平滑按时间排序系列的信道测量的公开方法的示例，应意识到相同的技术可以适用于跨频率而不是跨时间进行的信道测量，例如跨正交频分复用（OFDM）信号的多个副载波采取的按频率排序的样本。

图5是图示用于在通信接收器中获得平滑信道响应估计的一般化方法的过程流程图。应意识到在图1和2中图示的过程表示在图5中图示的方法的两个可能实现；如下文论述的，其他变型也是可能的。还应意识到图示的方法可以适用于按频率排序的信道测量以及按时间排序的信道响应测量。

图示的方法以执行对应于路径延迟或信号频率或两者的多个信道响应测量来获得对于当前估计间隔的有序信道测量样本而开始（如在框510处示出的）。

接着，如在框520处示出的，对有序信道测量样本滤波来获得估计信道响应样本的对应集合。在一些情况下，这仅对单个滤波器（即，“当前”滤波器）进行，如结合图2论述的。在其他情况下，这对若干可用滤波器中的每个进行，如在图1中示出的。因此，在图5的框520处示出的操作可以理解为适用于可用于接收器的预定滤波器响应的集合的第一子集，其中该第一子集在一些情况下仅包括单个滤波器。

如在框530处示出的，对于上文获得的估计信道响应样本的每个集合，图示的方法继续从信道测量样本计算有序残差的对应集合。从而，在框520处示出的操作中仅应用单个滤波器的情况下，在框530处描绘的操作中仅计算单个残差的集合。在其他情况下，计算多个残差的集合。

如在框540处示出的，然后评估有序残差的每个集合来确定有序残差之中的相关量度。所得的相关量度或多个量度用于从预定滤波器响应的集合的第二子集选择滤波器响应，以供在解调接收信号中使用。在遵循图1中图示的一般方法的实现中，所选的滤波器可从早先就滤波器的适合性来评估它们的滤波器的全部或部分之中选择，在该情况下，预定滤波器响应的该第二子集可包括可用滤波器中的全部。在每个实例处仅评估单个滤波器的实现中，所选的滤波器可从小于可用滤波器中的全部（例如，从下一个较长和下一个较短滤波器）选择。

如上文指出的，在一些情况下，预定滤波器响应的第一子集包含两个或以上预定滤波器响应（每个具有滤波器带宽），其中的每个使用利用当前信道测量集合计算的残差对于其适合性进行评估。在这些实施例中的一些中，滤波器的第二子集（即，从其选择要使用的滤波器的滤波器集合）等于第一子集。在这些实施例中，对应于预定滤波器中所选的那个的估计信道响应样本在选择滤波器时已经计算，并且从而可以用于在当前估计间隔中解调接收信号。如早先指出的，如果在不引入过度跟踪偏差的情况下执行平滑，更多平滑大体上是优选的。因此，在这些实施例中的一些中，所选的滤波器是在产生小于预定阈值的对应相关量度的两个或以上预定滤波器响应的那些之中具有最低滤波器带宽的滤波器。该阈值可以理解为表示可容许的估计偏差上限。

同样如上文指出的，在一些情况下，预定滤波器响应的第一子集包含单个预定滤波器响应。也就是说，在每个估计间隔就适合性仅评估单个“当前”滤波器响应。在这些实施例中的一些中，从其选择下一个滤波器的候选滤波器包括该当前滤波器响应和一个或多个附加预定滤波器响应，例如具有下一个较短长度的滤波器和具有下一个较长长度的滤波器响应。在这些实施例中，所选的滤波器响应用于提供信道响应估计以用于在一些情况下在当前估计间隔中或在下一个估计间隔（即，紧跟当前估计间隔的估计间隔）中解调接收信号。

在图1、2和5中图示的技术以及上文论述的变型中的全部可以在具有图3中图示的功能部件的通信接收器中实现。图6是根据本发明配置的接收器电路600的一个示例实现的框图。将意识到接收器电路600同样可以适用于实施在图1、2和5中图示的技术中以及那些技术的变型的任一个。

接收器电路600包括信道响应测量电路610，其配置成执行对应于路径延迟或信号频率或两者的多个信道响应测量，来获得对于当前估计间隔的有序信道测量样本。总的来说，测量电路610配置成获得这些信道测量样本。在一些实施例中，测量电路610包括一个或多个接收器“抽头”，或相关器，其设置成使用已知的信道化码和/或扰码来解扩接收的CDMA信号，以获得具有已知符号值的导频信号的解扩样本。每个解扩样本与对应已知符号值的比表示信道响应测量。

接收器电路600进一步包括处理电路620，其配置成从测量电路610接收信道测量并且根据上文描述的技术中的一个或多个来评估它们以选择平滑滤波器响应用于产生平滑信道响应估计。因此，在一些实施例中，处理电路620配置成：对于预定滤波器响应的集合的第一子集中的每个，对有序信道测量样本滤波来获得估计信道响应样本的对应集合；对于估计信道响应样本的每个集合，从信道测量样本计算有序残差的对应集合；评估有序残差的每个集合以在有序残差之中确定相关量度；以及基于所述评估，从预定滤波器响应的集合的第二子集选择更新的滤波器响应以供在解调接收信号中使用。

处理电路620包括中央处理单元（CPU）640，其可包括耦合于存储器单元650的一个或多个微处理器、微控制器和/或类似物。存储器单元650（其可包括一个或若干类型的存储器，例如RAM、ROM、Flash、光存储设备、磁存储设备及类似物）存储计算机程序指令660以供CPU 640执行，并且存储程序数据655。程序指令660包括用于实施上文描述的技术中的一个或多个的指令。

熟悉接收器电路设计的人将意识到测量电路610与处理电路620之间的功能性的划分只是一个示例。例如，在该示例中，滤波功能性由处理电路620使用适当编程的微处理器或微控制器640实施。在其他实施例中，在具有或没有编程控制器或微处理器的情况下，滤波功能性中的全部或部分可在独立处理电路中实施。因此，尽管图示的处理电路620是处理电路的一个示例，术语“处理电路”应理解为指数字硬件、微控制器、微处理器和/或存储器的任何适合的组合。

上文描述且在图1-6中图示的技术和电路可在任何数量的无线设备中使用。这些技术和电路的示例应用在图7中示出，其图示与基站750无线通信的无线设备705，该基站750包括收发器（RX/TX）电路760和控制电路770。无线设备705（其可以是蜂窝电话、无线PDA、配备无线的膝上型计算机，等）包括收发器（RX/TX）电路710，其包括通常根据例如用于W-CDMA或LTE的3GPP标准的一个或多个无线电信标准实施与基站750的双向无线通信所必需的无线电电路和信号处理电路。收发器电路710进而包括接收器电路600，如在上文在图6的描述中论述的。无线设备705进一步包括应用/UI电路720用于管理用户应用和用户接口（UI）功能性。

尽管图7图示本文描述的发明性技术在移动设备的上下文中而不是固定基站中的使用，应意识到这些技术也可在安装在固定位置中（例如在图7的基站750中）的无线设备中使用。尽管基站接收器通常不经受移动设备的相同信号处理约束，对从移动设备接收的信号执行信道传输响应估计的基站仍经受早先论述的跟踪偏差问题，并且从而可从用于获得本文描述的平滑信道响应的改进技术获益。同样，对等或自组无线网络中的无线设备也可从这些技术获益。

前述描述和附图表示本文教导的方法和装置的非限制性示例。因此，本文教导的发明性装置和技术不受前述描述和附图的限制。而是，本发明仅由随附权利要求限制。

Claims

1.一种在通信接收器中用于获得平滑信道响应估计的方法，所述方法包括：

执行（510；110；210）对应于路径延迟或信号频率或两者的多个信道响应测量来获得对于当前估计间隔的有序信道测量样本；

对于预定滤波器响应的集合的第一子集中的每个，对所述有序信道测量样本滤波（520；120；220）来获得估计信道响应样本的对应集合；

对于估计信道响应样本的每个集合，从所述信道测量样本计算（530；130；230）有序残差的对应集合；

评估（540；140；240）有序残差的每个集合以在所述有序残差之中确定相关量度；以及

基于所述评估，从预定滤波器响应的所述集合的第二子集选择（550；150；250）更新的滤波器响应，以供在解调接收信号中使用。

2.如权利要求1所述的方法，其中预定滤波器响应的所述第一子集包含两个或以上预定滤波器响应，每个具有滤波器带宽，并且其中所述第二子集等于所述第一子集，所述方法进一步包括使用（160）对应于所述预定滤波器中所选的滤波器的估计信道响应样本的集合用于在所述当前估计间隔解调所述接收信号。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述选择（550；150）包括在产生小于预定阈值的对应相关量度的两个或以上预定滤波器响应的那些之中选择对应于最低滤波器带宽的估计信道响应样本的集合。

4.如权利要求1所述的方法，其中预定滤波器响应的所述第一子集包含单个预定滤波器响应并且所述第二子集包括所述第一子集和一个或多个附加预定滤波器响应，所述方法进一步包括使用（260）所述更新的滤波器响应以在紧跟所述当前估计间隔的估计间隔中解调所述接收信号。

5.如权利要求4所述的方法，其中所述评估（540；240）包括确定所述单个预定滤波器响应的所述相关量度小于第一阈值，并且其中所述选择所述更新滤波器响应包括响应于所述确定而选择具有比所述单个预定滤波器响应更低的带宽的信道滤波器响应。

6.如权利要求4所述的方法，其中所述评估（540；240）包括确定所述单个预定滤波器响应的所述相关量度大于第二阈值并且其中选择所述更新滤波器响应包括响应于所述确定而选择具有比所述单个预定滤波器响应更高的带宽的信道滤波器响应。

7.如权利要求4所述的方法，其中所述评估（540；240）包括确定所述单个预定滤波器响应的所述相关量度在第一阈值与第二阈值之间，并且其中所述选择所述更新滤波器响应包括响应于所述确定而选择在所述当前估计间隔中使用的相同信道滤波器响应以供在紧跟所述当前估计间隔的估计间隔中使用。

8.如权利要求1-7中任一项所述的方法，其中评估（540；140；240）有序残差的每个集合包括计算所述有序残差的相关函数，其中所述相关量度等于零滞后处的相关值与总相关权重的比。

9.如权利要求1-7中任一项所述的方法，其中评估（540；140；240）有序残差的每个集合包括对所述有序残差的连续残差之间的零交叉的数量计数，其中所述相关量度与零交叉的所述数量逆相关。

10.如权利要求9所述的方法，其进一步包括确定充分不相关的残差将导致所述计数数量的零交叉的概率，其中所述相关量度是所述确定的概率。

11.如权利要求1-7中任一项所述的方法，其中所述有序信道测量样本是在时间间隔上采取的按时间排序的信道测量样本。

12.如权利要求1-7中任一项所述的方法，其中有序信道测量样本是跨副载波频率的集合采取的按频率排序的信道测量样本。

13.如权利要求1-7中任一项所述的方法，其进一步包括对一系列信道估计间隔中的每个重复所述执行、滤波、计算、评估和选择操作中的每个。

14.一种接收器电路（600），其包括：

信道响应测量电路（610），其配置成执行对应于路径延迟或信号频率或两者的多个信道响应测量以获得对于当前估计间隔的有序信道测量样本，以及

处理电路（300；620），其配置成：

对于预定滤波器响应的集合的第一子集中的每个，对所述有序信道测量样本滤波来获得估计信道响应样本的对应集合；

对于估计信道响应样本的每个集合，从所述信道测量样本计算有序残差的对应集合；

评估有序残差的每个集合以在所述有序残差之中确定相关量度；以及

基于所述评估，从预定滤波器响应的所述集合的第二子集选择更新的滤波器响应以供在解调接收信号中使用。

15.如权利要求14所述的接收器电路，其中预定滤波器响应的所述第一子集包括两个或以上预定滤波器响应，每个具有滤波器带宽，并且其中所述第二子集等于所述第一子集，并且其中所述处理电路进一步配置成使用对应于所述预定滤波器中所选的滤波器的估计信道响应样本的集合用于在所述当前估计间隔中解调所述接收信号。

16.如权利要求15所述的接收器电路，其中所述处理电路配置成通过在产生小于预定阈值的对应相关量度的两个或以上预定滤波器响应的那些之中选择对应于最低滤波器带宽的估计信道响应样本的集合而选择所述更新的滤波器响应。

17.如权利要求14所述的接收器电路，其中预定滤波器响应的所述第一子集仅包括单个预定滤波器响应并且所述第二子集包括所述第一子集和一个或多个附加预定滤波器响应，并且其中所述处理电路进一步配置成使用所述更新的滤波器响应以在紧跟所述当前估计间隔的估计间隔中解调所述接收信号。

18.如权利要求17所述的接收器电路，其中所述处理电路配置成通过确定所述相关量度小于第一阈值来评估有序残差的每个集合并且其中所述处理电路配置成响应于所述确定通过选择具有比所述单个预定滤波器响应更低的带宽的信道滤波器响应而选择所述更新的滤波器响应。

19.如权利要求17所述的接收器电路，其中所述处理电路配置成通过确定所述相关量度大于第二阈值来评估并且选择所述更新滤波器响应包括响应于所述确定通过选择具有比所述单个预定滤波器响应更高的带宽的信道滤波器响应。

20.如权利要求17所述的接收器电路，其中所述处理电路配置成通过确定所述相关量度在第一阈值与第二阈值之间而评估，并且响应于所述确定通过选择在所述当前估计间隔中使用的相同信道滤波器响应以供在紧跟所述当前估计间隔的估计间隔中使用而选择所述更新滤波器响应。

21.如权利要求14-20中任一项所述的接收器电路，其中所述处理电路配置成通过计算所述有序残差的相关函数来评估有序残差的每个集合，其中所述相关量度等于零滞后处的相关值与总相关权重的比。

22.如权利要求14-20中任一项所述的接收器电路，其中所述处理电路配置成通过对所述有序残差的连续残差之间的零交叉的数量计数来评估有序残差的每个集合，其中所述相关量度与零交叉的所述数量逆相关。

23.如权利要求22所述的接收器电路，其中所述处理电路进一步配置成确定充分不相关的残差将导致所述计数数量的零交叉的概率，其中所述相关量度是所述确定的概率。

24.如权利要求14-20中任一项所述的接收器电路，其中所述有序信道测量样本是在时间间隔上采取的按时间排序的信道测量样本。

25.如权利要求14-20中任一项所述的接收器电路，其中所述有序信道测量样本是跨副载波频率的集合采取的按频率排序的信道测量样本。

26.如权利要求14-20中任一项所述的接收器电路，其中所述处理电路进一步配置成对一系列信道估计间隔中的每个重复所述执行、滤波、计算、评估和选择操作中的每个。

27.一种无线设备，其包括如权利要求14-26中任一项所述的接收器电路（600）。