CN104660541A - Ofdm信号处理方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种OFDM信号处理方法和设备。本发明提供了一种接收方法和装置，提供了对边带信号(下边带、上边带和中频带)的一系列频移和滤波操作，以使能检测信号的中央部分是模拟的还是数字的并使能有效的同信道干扰补偿。相较于传统的(H)IBOC信号处理方法，本发明使能例如以更窄的带宽来处理(H)IBOC信号，因此使更低的处理时钟速度和复杂度成为可能。

Description

OFDM信号处理方法和设备

技术领域

本发明涉及OFDM信号的处理，所述OFDM信号包括：中央部分，以载波频率为中心；下边带，在中央部分的最低频率以下；以及上边带，在中央部分的最高频率以上。本发明具体涉及“带内同频道(In-bandon-channel)”(IBOC)无线电发射系统。该系统通常用于在相同频率上同时发射数字无线电广播信号和模拟无线电广播信号。还存在全数字版本，其中组合了两个数字信号。术语(H)IBOC用于表示可以是混合(hybrid)或全数字形式的IBOC信号。

背景技术

针对FM频带的带内同频数字无线电广播标准由NRSC-5标准的FM部分“National Radio Systems Committee(NRSC)NRSC-5-C，“In-band/on-channel Digital Radio Broadcasting Standard”，September，2011”定义。下文中将该标准称作REF[1]。此外，REF[1]是数字公司iBiquityTM的发射IBOC信号的基础，所述IBOC信号可以被HDradio认证接收机接收。

以下将基于属于REF[1]的一些对应文献和具体文献来讨论该标准的基础；“HD Radio^TM Air Interface Design Description Layer 1 FM”，Doc.No.：SY_IDD_1011sG Rev.G，August23，2011。以下将这种文献称作REF[2]。

一种类型的IBOC信号是所谓的“混合IBOC FM”信号，在本文中部表示为“混合IBOC”。

图1示出了简化形式的这种混合信号。混合信号是模拟FM信号和数字调制信号的组合/相加。模拟FM信号10占用200kHz带宽，即在与载波频率相距-100kHz和+100kHz之间。数字调制信号占用大约200kHz带宽。然而数字调制信号分为下边带12和上边带14，下边带12和上边带14均具有大约100kHz的带宽。下边带在频谱上位于载波频率以下100kHz距离处。上边带在频谱上位于载波频率以上100kHz距离处。

根据服务模式，每个数字边带包括最多14个分区的集合。每个分区具有19个子载波。根据服务模式，分区的数目为10、11、12或14。

数字调制信号的总功率比模拟主机FM信号的功率小约因子100。可以将混合IBOC信号看作是一种有噪声FM信号。

此外，数字调制信号使用正交频分复用(OFDM)，其中子载波的数目可以根据所选的服务/传输模式而改变。所谓的“信道格网(channel-grid)”(模拟FM信号的保留信道带宽)是200kHz。因此，下数字OFDM边带和上数字OFDM边带使用第一个相邻的下邻居FM信道和上邻居FM信道。

另一种类型的IBOC信号是全数字实现方式。对于全数字IBOC FM信号，将模拟FM信号替换成(次)数字调制信号。在全数字模式下，利用较低功率的次边带来充分扩展主数字边带的带宽。具体地，将OFDM子载波的数目增加至1093。

图2示出了全数字IBOC信号的频谱图。在本文中将其表示为“全数字IBOC”。术语(H)IBOC用于表示与两种信号兼容的系统。

全数字IBOC具有大约400kHz的带宽，其中在数字模式下，占用下相邻信道和上相邻信道的大约100kHz(在200kHz“信道格网”之外)。

将下数字边带示为20，并且将上数字边带示为22。数字边带20和22分别均具有主部分20a、22a和次部分20b、22b。每个主部分和每个次部分由10个主(M)频率分区和4个扩展(E)频率分区形成，每个分区具有19个子载波。次分区20b、22b还具有受保护分区(P)，每个受保护分区具有12个子载波。

注意，图1中的数字部分12、14采用如图2中更详细示出的主边带20a、22a的形式。然而在混合模式下，根据所发射的服务模式，扩展频率分区的数目可以是0、1、2或4。

以下表格是在REF[2]的第3.5节中的表格，定义了针对OFDM符号、OFDM帧和OFDM块的FM系统参数。

从该表格可以看出，OFDM子载波间隔被定义为：

$\mathrm{\Δf}\stackrel{\mathrm{def}}{=}\frac{1488375}{4096}\≈363.4\mathrm{Hz}.$

作为FFT长度的函数，OFDM符号的合适采样频率可以写成：F_c＝N*Δf，其中N是FFT长度。全数字情况下OFDM子载波的总数为2*546+1＝1093。注意，仅在混合模式下(图1)，活跃OFDM载波的至多2*267个被使用/可用。为了执行有效的FFT和IFFT运算，根2型FFT是优选的，这意味着需要(I)FFT长度为：

N＝2ⁿ≥1093→2048＝2¹¹≥1093→N＝2048。

现在合适的采样频率变成：

$F_c=2048*\frac{1488375}{4096}=\frac{1488375}{2}\≈744\mathrm{kHz}.$

此外，在REF[1]的第5章第5.1.1.1节中，对音频帧的定义如下：

“从音频接口和音频编解码器协议层交换信息有效载荷的单元。音频帧由44.1kHz采样速率的2048个音频采样构成。”

参考信号处理采样频率，合适的采样频通过以下等式与音频采样频率相关，即，固定到音频采样频率：

$F_c=\frac{\frac{135}{4}*44.1e3}{2}=\frac{135}{8}*44.1e3$

对于保持稳定的解压缩音频质量而言，尤为需要这种在信号处理和音频采样频率之间的固定关系。

此外，iBiquity(商标)数字公司的，“Transmission Signal QualityMetrics for FM IBOC signals”，Doc.No.：SY_TN_2646S Rev.02，August 24，2011的附录-A提供了对于与载波频率同步并确定符号定时的建议。这表明对于“宽带”方法的信号处理在以下相应的时钟速度下以2048点的(基2)FFT大小来工作：

$F_c=\frac{1488375}{2}=\frac{135}{8}*44.1e3=\mathrm{744187,5}$

因此可以得出，对于传统的“宽带”(H)IBOC FM接收机，应用≈744kHz采样频率下的2048点FFT。

数字调制OFDM信号以最多534或1093个子载波分别占用大约200kHz或400kHz，使得≈744kHz的采样频率和2048点FFT是相当大的，即，“宽带”。因此，在F_c≈744kHz的采样频率或时钟速度和2048的FFT大小的情况下，例如由iBiquity(商标)建议的“宽带”传统(H)IBOC方法将按照以下处理带宽(即，基频间隔(fundamental-interval))处理相对小的数字调制OFDM频谱)：

$B_w=\±\frac{1488375}{4}\≈\±375\mathrm{kHz}$

甚至在全数字情况下，全数字IBOC FM频谱也不会超过B_w≈±200kHz的带宽，从图2也可以看出这一点。因此，根据奈奎斯特采样定理，F_c≥400kHz的采样频率应该足以处理数字调制OFDM信号并能够完全恢复数字调制OFDM信号。

这些观察结果构成了本发明的基础，本发明旨在提供针对传统“宽带”(H)IBOC FM接收机的“窄带”替代方案。

发明内容

本发明由权利要求限定。

根据本发明的一方面，提供了一种处理(H)IBOC信号的方法，所述(H)IBOC信号包括以载波频率为中心的中央部分、在中央部分的最低频率以下的下边带和在中央部分的最高频率以上的上边带，所述方法包括：

确定中央部分是模拟的还是数字的；

将下边带初始频移到刚好在载波频率以上，并将上边带初始频移到刚好在载波频率以下；

对初始频移的信号进行滤波，并执行同信道干扰补偿；

进一步处理初始频移的信号并组合初始频移的信号，以在中央部分是模拟的情况下得到第一重构信号，在中央部分是数字的情况下得到第二重构信号；

对第一重构信号或第二重构信号执行采样速率转换，以将采样频率降低至降低的采样频率，所述降低的采样频率依赖于中央部分是模拟的还是数字的；

对选定的信号进行FFT处理；以及

对经过FFT处理的信号进行OFDM处理。

在该方法中，通过同信道干扰补偿(CIC)和OFDM处理对第一相邻FM失真的去除是分开进行的。这意味着可以以最优时钟速度来处理这些操作。

在FFT处理之后执行OFDM处理保留了正交性。因为需要保留所发射的HIBOC信号的正交性，在采样速率转换步骤中将时钟速度降低到特定采样频率是可能的。

初始频移使能在混合模式下去除模拟部分。初始频移还允许在混合模式下以及在全数字模式下去除第一相邻FM失真，即，初始频移使能随后的同信道干扰补偿(CIC)。

检测中央部分是模拟的还是数字的可以包括：低通滤波和对信号的二阶矩量的χ²分布进行检测。

同信道干扰补偿解决了来自第一相邻信道的干扰问题，即，由于下边带和上边带上的第一相邻FM失真引起的干扰。

同信道干扰补偿可以包括：根据干扰的级别，将初始频移的信号的未补偿(净)版本与初始频移的信号的补偿版本混杂。

优选地，如果中央部分是模拟的，所述进一步处理包括：

将下边带第二频移到以载波频率为中心，将上边带第二频移到以载波频率为中心；

针对信道选择性对第二频移的信号进行滤波，并去除同信道干扰补偿的带外残余；

将下边带第三频移到载波频率以上的特定频率，并且将上边带第三频移到载波频率以下的特定频率；以及

将第三频移的上边带和第三频移的下边带组合，以得到第一重构信号。

该步骤在检测到混合信号时提供了边带向内移动。这是可能的，因为第一相邻CIC与OFDM处理是分开执行的以保留所发射的HIBOC信号的正交性。基于奈奎斯特定理，这种边带移动是能够实现的最频谱有效的。然而这在存在干扰的情况下不是直接的，具体地，所述干扰来自相邻频率信道的第一相邻失真并且还来自主机载波信号的干扰。

混合模式下对第二频移的信号的滤波使能CIC残余去除，并且这种滤波还提供了混合模式下的信道选择性。这种在混合模式下所需的额外CIC残余去除是因为以下事实：在该混合模式下，边带彼此非常接近。

使用第三频移来辅助同步和信道估计。

该方法可以包括：如果之前的滤波操作不足以实现该目的，则执行信道选择性滤波(在采样速率转换之后)。

该方法使能针对混合信号从650kHz至≈232kHz的采样频率转换。FFT处理时钟速度可以为使用640点FFT的≈232kHz。

在OFDM信号的情况下，带宽的减小不应扭曲/破坏OFDM信号的正交性，即，OFDM信号处理应当在符合OFDM符号周期的时钟速度上，这就是如何计算≈232kHz值的。

对于其中央部分被检测为是数字的(H)IBOC信号，将下边带初始频移到刚好在载波频率以上也是为了去除第一相邻FM失真，即，同信道干扰补偿(CIC)，如上所述。

对于全数字信号，所述进一步处理包括：

将初始频移的上边带和初始频移的下边带的频移返回到它们的原始频率位置；以及

将频移返回的上边带和频移返回的下边带与经过滤波的中央部分组合，以得到第二重构信号。

执行频移返回是因为上边带和下边带需要移位以执行CIC操作。

将频移返回后的上边带和下边带与经过滤波的中频带(信号的中央部分)组合。与混合模式不同，在全数字模式下，中央部分包含二次OFDM信号并且需要被恢复。

对于全数字情况，将CIC与OFDM信号处理分离的方法允许针对全数字情况从650kHz到≈465kHz的采样速率转换。对于全数字信号的FFT处理时钟速度可以为使用1280点FFT的≈465kHz。

OFDM IBOC信号的全数字模式的已知处理使用2048点的FFT大小，以保留OFDM符号正交性。这意味着时钟速度需要在744kHz左右。

然而，为了去除第一相邻信号，时钟速度需要至少为600kHz，这也是利用传统744kHz时钟速度根据2048点FFT大小来实现的。

然而为了在全数字模式下处理，仅需要400kHz(或更大)的时钟速度，即，全数字模式下OFDM信号的带宽。因此，本发明使得针对全数字模式能够利用1280点(＝5x256)的相应FFT大小实现≈465kHz的减小的时钟速度。这是高效的FFT大小以用于实现，并且是在2n大小之后最高效的，以保留OFDM符号的正交性并进一步处理OFDM信号。

在新开发的方法中，第一相邻信道失真的去除(即，CIC操作)与OFDM处理是分开执行的，即，没有在相同的时钟域中。因此，对于CIC来说已经很低的650kHz时钟速度(几乎是最优的)对于OFDM而言却是过高的，通过如本发明提出的将CIC处理与OFDM处理分开，这两个操作均可以以最符合各自操作的多个时钟速度来实现。

本发明还提供了一种(H)IBOC信号处理器，用于处理包括以载波频率为中心的的中央部分、在中央部分的最低频率以下的下边带和在中央部分的最高频率以上的上边带的信号，所述处理器包括：

检测电路，用于基于中央部分来检测中央部分是模拟的还是数字的；

用于将下边带初始频移到刚好在载波频率以上的第一频移元件、用于对下边带滤波的第一滤波器和用于下边带的第一同信道干扰补偿单元；

用于将上边带初始频移到刚好在载波频率以下的第二频移元件、用于对上边带滤波的第二滤波器和用于上边带的第二同信道干扰补偿单元；

第三滤波器，用于滤除中央部分；

第一组合器，用于在中央部分是模拟的情况下组合上边带和下边带以得到第一重构信号；

第二组合器，用于在中央部分是数字的情况下组合上边带、下边带和中央部分以得到第二重构信号；

针对第一重构信号，用于降低采样频率的第一采样速率转换器装置、用于处理选定的信号的第一FFT处理器装置以及第一OFDM处理器装置；以及

针对第二重构信号，用于降低采样频率的第二采样速率转换器装置、用于处理选定的信号的第二FFT处理器装置以及第二OFDM处理器装置。

处理器可以包括(对于混合模式)：

用于将初始频移的下边带频移到以载波频率为中心的第三频移元件和用于执行对同信道干扰补偿的带外残余的去除的第四滤波器；

用于将初始频移的上边带频移到以载波频率为中心的第四频移元件和用于执行对同信道干扰补偿的带外残余的去除的第五滤波器；

第五频移元件，用于将下边带进一步频移到在载波频率以上的特定频率；

第六频移元件，用于将上边带进一步频移到在载波频率以下的特定频率，

其中，将第五频移后的边带和第六频移后的边带提供至第一组合器。

第五和第六频移元件用于辅助同步和信道估计。通过频移到特定的起始频率，在频谱上等距离的频率间隔处具有(H)IBOC参考载波成为可能。这些(H)IBOC参考载波的这种特定频谱位置可以通过小的32点IFFT提供与信道脉冲响应(CIR)有关的信息。然后可以使用该CIR来辅助同步和信道估计。

附图说明

现在将参考附图描述本发明的示例，附图中：

图1以简化的形式示出了混合IBOC信号的结构；

图2示出了全数字IBOC信号的结构；

图3示出了在本发明的一些处理步骤之后混合IBOC信号的频谱；

图4示出了在本发明的另一些处理步骤之后混合IBOC信号的频谱；

图5a示出了在宽带方法中第一滤波操作对混合IBOC信号的频谱的影响，图5b示出了在本发明提出的窄带方法中混合IBOC信号的频谱；

图6a示出了在宽带方法中对于混合IBOC信号的频谱上在下边带上的第一相邻(1^stadjacent)的同信道干扰补偿的效果，图6b示出了在本发明提出的窄带方法中混合IBOC信号的频谱；以及

图7是说明了本发明的处理方法的流程图。

具体实施方式

本发明提供了一种“窄带”接收机构思，例如用于根据REF[1]的NRSC-5标准的FM部分接收带内同频(“IBOC”)数字无线电广播标准信号。

本发明提出的“窄带”接收机构思使得能够(分别)基于传统“宽带”(H)IBOC接收机的所需时钟速度的大约30％或60％来处理混合IBOC或全数字IBOC模式下的接收信号的数字调制信号。此外，对于(H)IBOC信号的混合发射模式和全数字发射模式，OFDM符号大小(即，表示OFDM符号所需的采样数)分别减小了同样的比例30％和60％。然而，与传统“宽带”方法相比，本发明的“窄带”方法旨在保持接收质量。

本发明提供了一种接收方法和装置，提供了对边带信号的一系列频移和滤波操作，以使能检测IBOC信号的中央部分是模拟的还是数字的，使能通过滤波来实现有效的同信道干扰补偿(CIC)，并使能有效的OFDM信号处理。对于混合IBOC信号，以较窄的带宽来处理信号，其中可以通过将CIC和OFDM处理分开来实现所述较窄的带宽，因此使得较低的处理时钟速度和复杂度成为可能。对于全数字IBOC信号，通过将CIC和OFDM处理分开来降低时钟速度和复杂度。

可以基于9个基本步骤来实现本发明的“窄带”(H)IBOC接收机构思，所述9个基本步骤使能以“窄带”设置来接收所发射的(H)IBOC信号。可以将本发明描述为“窄带”方法，原因在于相较于占用大约750kHz带宽来处理OFDM信号的宽带接收机方法，本发明处理OFDM信号所需的最大带宽占用大约400kHz带宽。本发明的方法不限于混合模式，也可以应用于全数字模式，因为本发明的方法在两种情况下均可以减小处理OFDM信号的带宽。

本发明具体涉及数字调制部分，即，(H)IBOC信号的OFDM部分，因为在混合模式下在(H)IBOC FM接收机的模拟部分中处理“主机FM”信号。此外，(H)IBOC FM接收机的前端可能在特定采样频率(例如，650kHz)下以复杂离散基带信号的形式传递(H)IBOC信号。该特定采样频率应当高于600kHz以便能够去除上边带和下边带上的可能第一相邻FM干扰。

以下将描述本发明的一个详细示例。用于在“窄带”设置下处理(H)IBOC信号的该详细方法的主要步骤为：

1.混合或全数字检测：

由于数字调制的OFDM信号在混合模式或全数字模式下占用不同的带宽，所以第一步骤是检查并确立接收到的(H)IBOC信号是以混合模式发射的还是以全数字模式发射的。对于接收到的信号是混合IBOC信号还是全数字IBOC信号的检测基于接收到的信号的二阶统计量和(宽松的)低通滤波以去除上边带和下边带上的第一相邻FM干扰，从而有助于检测的可靠性，所述检测的可靠性基于接收到的IBOC信号的中央部分。针对混合检测或全数字检测的中央部分例如可以由(宽松的)13抽头(tap)滤波器获得。

2.下边带移位和滤波

需要下边带向正频率的特定频谱移位来防止在窄带混合模式中下边带干扰上边带。然后对移位的频率信号进行滤波。

在混合模式下，这种特定低通滤波用于两个用途。第一，特定低通滤波用于去除“主机FM”的下半部(即，负频率)并最小化由于“主机FM”残余引起的FFT泄漏(参见下述图5)。需要去除“主机FM”信号来在窄带设置下创建针对上边带的频谱空间。由于下边带向大约0-100kHz正频率的移位，主机FM信号被移位到大约100-300kHz。由于目的在于处理下边带，所以可以由通带为100kHz、阻带为130kHz的(21抽头)低通滤波器来滤除主机FM信号。

特定低通滤波的第二目的是应用同信道干扰补偿(CIC)以补偿由第一相邻FM干扰引起的失真。注意，对于混合模式和全数字模式需要CIC。对于CIC，需要频移和滤波以便能够去除同信道干扰，即，在混合模式和在全数字模式下干扰下边带的第一相邻FM失真。

图3示出了混合IBOC信号的频谱(针对服务模型MPl)。曲线20示出了理想的混合IBOC信号频谱。曲线22示出了在发生组合之前的下边带，曲线24示出了在发生组合之前的上边带。箭头30表示下边带的处理，其中具有向正频率的移位。

注意，所述处理是数字域(以I/Q采样)的基带处理。因此该处理在0Hz左右，该0Hz表示(下变频的)载波频率)。因此，频率与载波频率相关，但是处理是在基带。

3.第一相邻FM干扰信号在下边带上？

第一相邻干扰信号是在所需/所用信道的旁边信道上的信号。所需信道在载波频率(即，(H)IBOC的中央部分)以下-100kHz至载波频率以上+100kHz的频率范围内，因此第一相邻FM失真在上(数字)边带和下(数字)边带上。

在“净(clean)”下边带信号与针对检测到的第一相邻FM干扰信号做出了补偿的下边带信号之间执行混杂(blend)。净信号与经补偿的信号之间的混杂取决于下边带上第一相邻FM失真的严重程度。

如果以第一相邻FM信号使边带失真，则边带将是“有噪FM”信号，即，常数模(constant-modulus)信号。另一方面，如果边带上没有失真，则接收到的边带信号是数字调制OFDM信号，对于实分量和虚分量具有高斯分布。因此，正如在混合和全数字模式检测一样，混杂可以基于接收到的失真或非失真边带的二阶矩量(second-moment)(幂)的χ²分布的识别。因此，例如，如果基于χ²分布的识别得到了例如等于1的值，则不存在第一相邻失真并且所述混则完全忽略净信号，如果识别得到了大约为0的值，则边带失真并且所述混则忽略经过CIC补偿的信号。

4.上边带移位和滤波

对于上边带，特定的频谱移位是向负频率的(在步骤2中，下边带向帧频率移位)以防止在窄带混合模式中上边带干扰下边带。这在图3中由箭头32来表示。

再次，特定的低通滤波在混合模式下用于两个用途，即，(i)去除“主机FM”的上半部以针对下边带创建频谱空间并最小化FFT泄漏(再次，也参考图5)以及(ii)应用CIC来对抗上边带上的第一相邻FM干扰。后者是混合模式和全数字模式均需要的。

5.上边带上的第一相邻FM干扰信号？

按照与步骤3描述的下边带的混杂类似的方式，执行针对上边带的混杂。然而在这种情况下，混杂依赖于上边带上的FM失真的严重性。

因此以相同的方式处理上边带和下边带。

执行移位然后执行滤波，以便能够针对全数字模式和混合模式两者应用CIC。对于混合模式，为了能够执行CIC功能，移位之后滤波还使得能够滤除“主机”FM信号。

6.“窄带”混合或全数字IBOC信号的构造

对于窄带设置下(H)IBOC信号的(重)构造，针对混合模式和全数字模式执行不同的步骤。此外，对于所有其他步骤，在混合模式与全数字模式之间存在差别。

因此，基于信号是混合的还是全数字的(已获知)来构造信号。

6a.混合IBOC FM信号

将下边带频谱移位到某位置，使得下边带围绕载波频率对称。现在使用特定低通滤波来(i)通过去除CIC残余最小化CIC干扰，即，FFT泄漏，即，下述图6(b)中的(62)，(ii)防止残余“主机FM”信号的混叠以及(iii)防止“窄带”分量之外的混叠。

类似地，将上边带频谱移位到某位置，使得上边带围绕载波频率对称。再次，使用特定低通滤波器来(i)通过去除CIC残余最小化CIC干扰，即，FFT泄漏，(ii)防止残余“主机FM”信号的混叠以及(iii)防止“窄带”分量之外的混叠

针对每个边带执行CIC。例如，图6(a)示出了(对于宽带方法)在CIC操作之后，关于下边带上的第一相邻失真，最左侧的CIC残余60部分地驻留在下边带以下的频率上，即，带外CIC残余，而其他残余驻留在下边带内，即，带内CIC残余。为了滤除带外CIC残余，需要围绕0来移位下边带(在该示例中)，使用低通滤波器(图7中的86)(37抽头)用于去除带外CIC残余。图6(b)示出了窄带方法的带内CIC残余61，这些带内CIC残余61形成了下边带上的第一相邻。注意，FFT泄漏62是由于没有被低通滤波器(图7中，86)完全去除的带外残余引起的。

在去除了CIC残余之后，边带信号第三次被移位，使得边带信号可以组合成它们最终的非常特定的频率。

在组合(相加)了合适地重新定位的下边带和下边带之后，图4示出了“窄带”混合IBOC信号。图4示出了通过上述移位和滤波创建的频谱空间的定位。区域40是CIC失真空间。区域42是用于防止主机FM信号混叠的空间。区域44示出了表示带外失真的低混叠分量。由于在频谱上等距离的参考符号，该方法可以通过短IFFT(32点)提供信道脉冲响应以帮助同步和信道估计。

下边带上第一相邻干扰的CIC残余仅处于较低(即，更负)的频率处，部分地在(H)IBOC信号的频带内(例如，图6(b)中的61)，部分地在(H)IBOC信号的频带外(图6(b)中的FFT泄漏62是由于未良好去除带外CIC残余而引起的)。对于上频带干扰，CIC残余仅处于较高频率处，部分地在(H)IBOC频带内，部分地在(H)IBOC频带外。因此，CIC残余已被滤波。(由于非理想的实际CIC滤波器导致)未被(37抽头)低通CIC滤波器完全滤波的带外CIC残余将在频谱上适合在0周围的这种CIC空间40，并且将会引起图6(b)中的FFT泄漏62。

6b.全数字IBOC信号：

由于在全数字模式下还需要中央(次)部分，所以执行在该中央部分上的低通滤波以将中央部分与未补偿的上边带和下边带分离。

由于CIC操作，下边带(仍然)处于正频率，并且需要频谱移位回到其“原点”，即，发射频率处。对于上边带，执行类似的移位，但是沿相反的方向，原因在于该边带也仍然由于CIC操作而移位。最后，将合适定位的下、中、上(边)带组合(相加)以获得根据图2的全数字频谱。

7.采样速率转换(SRC)：

7a.混合IBOC信号

通过采用新开发的“窄带”频谱，如图4所示，从650kHz至 $5*\frac{135}{128}*44.1e3\≈232\mathrm{kHz}$ 应用直接采样速率转换。

以下进一步说明这种特定值的计算。在混合模式下，“窄带”方法的采样频率或时钟速度为：

$5*\frac{8}{128}=\frac{5}{16}=0.3125*F_c^{\mathrm{wide}},$

这大约是传统“宽带”方法的时钟速度的30％。由于CIC处理与OFDM处理分离，可以以这种低时钟速度(几乎在200kHz的奈奎斯特速度处)执行OFDM处理。

7b.全数字IBOC信号：

在针对全数字信号的“窄带”设置内，应用采样速率从650kHz至 $10*\frac{135}{128}*44.1e3\≈465\mathrm{kHz}$ 的直接转换。

以下还进一步说明了该值的计算。注意，在全数字模式下，“窄带”构思的时钟速度为：

$10*\frac{8}{128}=\frac{5}{8}=0.625*F_c^{\mathrm{wide}}$

这大约是“宽带”方法的60％。再次，由于CIC处理与OFDM处理分离，所以可以以这种低时钟速度(几乎在400kHz奈奎斯特速度处)进行OFDM处理。

8.快速傅里叶变换(FFT)：

8a.混合IBOC信号：

对于混合模式下的接收到的混合IBOC信号的“窄带”设置，需要640＝5x128的FFT大小，即，素因子与2的幂的组合，以用于高效实现。

8b.全数字信号：

用于在全数字模式下对接收到的全数字IBOC信号进行处理的“窄带”方法需要1280＝5x256的FFT大小，其也是素因子与2的幂的组合，用于高效性。

9.OFDM数字调制处理：

9a.混合IBOC信号

与REF[1]不同，在“窄带”设置中，上边带和下边带位于不同的频率上，因此对于“窄带”方法而言，需要处理特定的OFDM子载波索引(index)。

9b.全数字IBOC信号：

在“窄带”方法中，上边带和下边带都回到符合标准REF[1]的频率，计，子载波，如图2所示。

如上所述，图3和图4示出了在混合模式下如上绘制的处理步骤的频谱曲线(即，FFT输出)。这些图示出了频谱，针对“窄带”接收机，进而特别针对混合模式，以便能够以较低的时钟速度利用较小的OFDM符号缓冲器来处理接收到的HIBOC FM信号。在全数字情况下，CIC处理与OFDM处理的分离似的能够以较低的时钟速度利用较小的OFDM符号缓冲器来处理接收到的HIBOC FM信号。

图5(a)示出了针对混合IBOC信号的传统“宽带”方法的频谱，图5(b)示出了针对混合模式的说提出的“窄带”方法的频谱，其中由于通过低通滤波去除了“主机FM”导致在上边带和下边带中具有FFT泄漏。该泄漏被示为50。

水平轴表示在OFDM频率bin中的频率(计，针对“宽带”接收机为2048点，针对“窄带”接收机为640点)，垂直轴表示每频率单位(bin)的信号幅度。

图6示出了由于CIC残余(下边带上的第一相邻)引起的FFT泄漏。图6(a)示出了针对传统“宽带”方法的情况，图6(b)示出了针对所提出的“窄带”方法的情况。

从图6(a)可以看出，下边带上的第一相邻FM干扰的CIC残余仅驻留在较低频率处，部分地位于(H)IBOC带宽内，部分地位于(H)IBOC带宽外。第一相邻失真还可能存在于全数字模式下，在全数字模式下CIC处理之后的CIC残余还会驻留在与混合模式相同的频率上。这对于在不同服务模式下合适地去除CIC残余而言是受到关注的。

图6(b)将CIC和低通滤波(由图7的滤波器86)之后的下边带示为61。

图6(b)将“窄带”HIBOC FM接收机的频谱的上边带中由于未良好去除下边带(所述下边带是处于正频率处)上的第一相邻的带外CIC残余而引起的FFT泄漏示为62。还结合以上步骤6论述了这种FFT泄漏62。

图6的轴与图5相同。

上述方法实现的“窄带”构思的特征和优点概括来说为：

“窄带”构思适合于混合或全数字模式检测(基于X²分布)；

“窄带”构思使能了混合或全数字模式选择；

“窄带”构思提供了在针对第一相邻失真经过补偿的上边带或下边带与不具有第一相邻失真的净上边带或下边带之间的混杂；

提供了特定频谱移位(整数子载波值)；

提供了相邻(同)信道干扰补偿(CIC)，例如在650kHz处；

由于通过低通滤波去除了带外同信道干扰补偿(CIC)残余，提供了特定频率选择性，因为该低通(CIC)滤波器是信道选择性的一部分(使得将信道选择性滤波器放宽)；

提供了从650kHz至“窄带”(H)IBOC HD-Radio^TM接收机(在≈232kHz或≈465kHz处)的直接采样速率转换；

可以取代≈744kHz以≈232KHz的时钟速度(即，≈30％时钟速度)处理OFDM HIBOC信号；

可以取代≈744kHz以≈465KHz的时钟速度(即，≈60％时钟速度)处理OFDM HIBOC信号；

可以取代2048以640(5*128)的FFT大小(即，≈30％符号大小)处理OFDM HIBOC信号；

可以取代2048以1280(5*256)的FFT大小(即，≈60％符号大小)处理OFDM HIBOC信号。

现在将关于“窄带”(H)IBOC FM接收机构思的要使用的滤波器长度、分派的子载波索引和阈值设置给出更详细描述。

图7以流程图的形式提供了“窄带”方法中应用的处理步骤的概图。

过程开始于步骤70。

对于下边带处理，单元71将信号向子载波+1...+267进行频谱移位。对于上边带处理，单元73将信号向子载波-267...-1移位。

图7的所有频谱移位步骤都示为阴影框而不是完整流程图框，以便于附图简洁。

在所有情况下都可以通过将接收到的信号与期望的频移复数相乘来执行频移。执行频移操作以使能对信号的合适部分进行滤波。

在(首次)频移71之后，在步骤72利用21抽头FIR(有限脉冲响应)LPF(低通滤波器)来选择下边带。

在(首次)频移73之后，在步骤74利用21抽头FIR LPF来选择上边带。

使用模式滤波器75对接收到的IBOC信号的中央部分进行滤波以用于确定信号是混合的还是全数字的。用于混合或全数字检测的中央部分可以例如由(放宽的)13抽头滤波器75来获得。

如果中央部分是数字的，则在步骤76利用21抽头FIR LPF来选择中央部分。所述中央部分在子载波-279至+279上在0周围，因此不需要移位。放宽和提供用于选择中央部分的单独13抽头滤波器75，以减小“非中央”部分信号对混合或全数字模式检测的可靠性的影响。在步骤77中处理中央部分以确定信号是全数字的还是混合的。

混合或全数字检测可以针对这种检测使用X²分布。

因此，通过(针对上边带和下边带的)频谱移位和20阶低通线性相位FIR滤波器72、74、76(即，21抽头的FIR滤波器)，完成了对下、中、上边带的选择以用于进一步处理，所述下、中、上边带包括可能的第一相邻干扰信号。这些滤波器的通带处于100kHz，阻带处于130kHz。可以以零群延迟来实现所述滤波器。

对下边带和上边带进行频谱移位和滤波，以使能应用CIC并且在混合模式下还去除了“主机FM”信号。在子载波索引+1处开始，将下边带向正频率移位。根据接收到的服务模式，下边带将结束于子载波索引+191，+210、+229或+267处。将上边带向负频率移位，子载波索引为关于下边带的否定值(negated value)。

在步骤78针对下边带执行对第一相邻干扰的补偿，即，同信道干扰补偿(CIC)，在步骤79针对上边带执行对第一相邻干扰的补偿，即，同信道干扰补偿(CIC)。CIC基于美国专利US 6,259,893 B1，July 2001 of中提到的(连续监听)COLT原理。然而在提出的“窄带”方法中，CIC运行于650kHz而不是≈744kHz的采样频率上。这产生了补偿信号。

针对下边带的混杂步骤80和针对上边带的混杂步骤81根据干扰的严重程度将未处理的边带信号与经过CIC补偿的信号混杂。

净信号与经过补偿的信号之间的混杂也基于线性域中的X²分布，正如针对接收到的(H)IBOC信号的混合模式和全数字模式之间的检测的情况一样，如以下立即描述的。

在针对下边带的步骤82和针对上边带的步骤83中，使用如在步骤77中得到的与信号是混合的还是全数字的有关的信息。

在混合模式下，混合IBOC信号是“有噪FM”信号，即，长数模信号。另一方面，在全数字模式下，接收到的全数字IBOC信号是数字调制的OFDM信号，具有针对实分量和虚分量的高斯分布。因此，检测可以基于对接收到的(H)IBOC信号的二阶矩量(幂)的χ²分布的识别。对于接收到的(H)IBOC信号，定义以下参数：

Y＝|r(t)|²＝I(t)²+Q(t)²

需要应用判定规则来识别为全数字IBOC FM信号，所述判定规则为Y的一次与二阶矩量之间的比值需要超过阈值1/2，因此：

$\frac{E\left\{Y^2\right\}}{{\left(E\right\{Y\left\}\right)}^2}-1\&DoubleRightArrow;\left\{\begin{array}{cc}<\frac{1}{2}& \mathrm{Hybrid}\\ \&GreaterEqual;\frac{1}{2}& \mathrm{All}-\mathrm{digital}\end{array}\right.$

其中E{·}表示统计平均。

为了最小化第一相邻FM干扰对判定的影响，可以如上所述应用(放宽的)12阶(即，13抽头)低通线性相位有限脉冲响应滤波器75。例如，该低通滤波器可以具有50kHz处的通带和155kHz处的阻带。

然后执行第二下边带和上边带频谱移位(步骤84、85)。这些频谱移位对于两个模式是不同的。

如果检测到混合模式，在步骤84移位下边带以起始于最低的子载波索引-133处，使得最宽的下边带适合(即，服务模式MP11、MP5和MP6)。出于同样的考虑，在步骤85移位上边带，以结束于最高的子载波索引+133处。这些分别针对下边带和上边带向最低和最高子载波索引的移位是去除带外CIC残余的合适方法，因为对于下边带或上边带上的第一相邻，CIC残余将分别出于最低或最高频率，部分地在混合IBOC频带外，部分地在混合IBOC频带内。

图6(a)也示出了这一点，其中在下边带上的第一相邻的CIC残余在最低频率处清晰可见，部分地在混合IBOC信号的带宽内，部分地在混合IBOC信号的带宽外。

在混合模式下，在步骤86在下边带上应用第二低通滤波器，并且在步骤87在上边带上应用第二低通滤波器，以去除带外CIC残余，并隐含地提供信道选择性。这些滤波器是37抽头的线性相位FIR滤波器，通带在136个子载波处，阻带在160个子载波处。

在步骤86和87之后是第三下边带和上边带频谱移位88、89。分别在子载波索引+28和-29开始，应用这些频谱移位以将下边带和上边带定位在它们的最终频谱位置。这种特定的频谱定位用于多种用途：(i)针对CIC失真在载波频率(DC，子载波0)周围提供空间；(ii)在“窄带”FM接收机占用的带宽内在最低频率和最高频率处提供“主机”FM抗混叠空间；(iii)提供低带外混叠分量；以及(iv)由于(频谱上)等距离的参考符号，可以经由短(32点)IFFT提供信道脉冲响应(CIR)，所述CIR可以帮助同步和信道估计。

在步骤92中混合模式组合之后“窄带”FM接收机的最终频谱是图4所示的频谱。

在全数字模式的情况下，将下边带移位回(原始)子载波索引-546和-280，将上边带移位到子载波索引+280和+546。在步骤90、91执行这些移位，然后在步骤93执行关于中央部分的数字模式组合。

已在离散域描述了所有的信号处理(滤波、移位和CIC操作)，即，在窄带方法中这运行在650kHz的时钟速度上，而在宽带方法中运行于大于744kHz。注意，对于这一点的离散信号处理与后续步骤94和96中所需的离散信号处理是完全分离的。

步骤94和96包括采样速率转换、(可选的)信道选择性滤波、N点FFT处理和OFDM处理。处理结束于步骤98。注意，当已经执行的CIC滤波提供了信道选择性时，可以不需要信道选择性滤波。

针对“窄带”方法，用于处理数字调制OFDM部分的采样频率或时钟速度理论上可以为：对于混合模式来说刚好在200kHz以上，而对于全数字模式来说刚好在400kHz以上。然而(H)IBOC信号基于OFDM，为了防止接收机处的FFT泄漏，需要将采样频率固定到REF[1]中定义的OFDM子载波间隔：

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{1488375}{4096}=\frac{135}{2^{14}}*44.1e3\&ap;363.4\mathrm{Hz}$

此外，为了执行高效的FFT运算，FFT的长度应当是2的幂或素因子(prime-factor)与2的幂的组合。此外，FFT长度应当在混合模式下大于或等于2*267＝534，而为了支持全数字模式应当大于或等于1093。

考虑到这些论述，如下计算“窄带”时钟速度和FFT大小：

$N=\frac{F_c}{\mathrm{\&Delta;f}}=\frac{m*\frac{135}{2^7}*44.1e3}{\frac{135}{2^{14}*44.1e3}}=m*2^7\&RightArrow;\left\{\begin{array}{c}m=5\&RightArrow;N=5*2^7=640>534\\ m=10\&RightArrow;N5*2^8=1280>1093\end{array}\right.$

针对混合模式和全数字模式的相应采样速率变成：

对于传统的“宽带”(H)IBOC FM接收机，FFT大小为N＝2048＝2¹¹＝2⁴*2⁷，

值m→16，因此

$F_c=\frac{135}{2^5}*44.1e3\&ap;744\mathrm{kHz}.$

因此，在混合模式下，采样速率转换是从650kHz到≈232kHz。通过在步骤72、86针对下边带进行滤波并且在步骤74、87针对上边带进行滤波来执行信道选择性滤波，即，步骤94中的信道滤波可以被“旁路”。然而，未来并不排除该步骤。N点FFT基于N＝640。注意，针对混合模式将“CIC处理”(参见图7，即，滤波、移位和CIC)与OFDM处理分离使得在窄带方法中这种不同的时钟速度使用成为可行的，而在宽带方法中这种分离是不可能的。

在全数字模式下，采样速率转换是从650kHz到≈465kHz。通过在步骤72针对下边带进行滤波、在步骤74针对上边带进行滤波并且在步骤76针对中央部分进行滤波，来执行信道选择性滤波，即，步骤96中的信道滤波可以被“旁路”。然而在未来并不排除该步骤。N点FFT基于N＝1280。注意，将“CIC处理”(参见图7，即，滤波、移位和CIC)与OFDM处理分离使得在窄带方法中这种不同的时钟速度使用成为可行的，而在宽带方法中这种分离是不可能的。

因此，OFDM处理(在步骤94、96中)在模式之间不同。

在混合模式下(步骤94)，OFDM子载波索引相较于REF[1]中给定的索引而改变。下边带的第一OFDM子载波将具有子载波索引+28，而最后一个OFDM子载波将具有索引+218、+237、+256或+294，依赖于服务模式。对于上边带，第一OFDM子载波处于索引-29处，而最后一个OFDM子载波处于索引-219、-238、-257或-295，依赖于服务模式。

在全数字模式下(步骤96)，OFDM子载波索引与REF[1]中描述的索引相同，因此最低OFDM子载波索引为-546，最高OFDM子载波为+546。

基于对比特错误率的分析，对传统“宽带”方法和本发明的“窄带”构思进行了仿真。这些仿真表明，“窄带”(H)IBOC FM接收机与传统“宽带”(H)IBOC FM接收机以类似方式执行。此外，还将仿真结果与符合HD-的接收机的实时实验室试验测量结果相比较。

结果表明，对于没有相邻信道的AWGN信道，“窄带”(H)IBOC类似于传统“宽带”(H)IBOC来执行。对于具有左第一相邻信道或右第一相邻信道的AWGN信道，“窄带”(H)IBOC和“宽带”(H)IBOC也表现出类似的性能。“窄带”(H)IBOC具有由于未良好去除源自第一相邻模拟FM信道的带外CIC残余而引起的FFT泄漏，但是如通过模拟获得的结果表明，对性能的影响可以被忽略。

本发明使得能够减小时钟速度和OFDM符号缓冲器大小。例如，时钟速度(采样频率)可以减小到≈232kIIz，其是≈744kHz的传统“宽带”混合IBOC时钟速度≈30％；或者对于全数字模式，时钟速度(采样频率)可以减小到减小到≈465kHz，其是≈744kHz的传统“宽带”混合IBOC时钟速度≈60％。对于混合情况，OFDM符号缓冲器大小((I)FFT长度)可以减小到640个采样，其是2048个采样的传统“宽带”IBOC OFDM符号缓冲器大小的≈30％，或者对于全数字情况，OFDM符号缓冲器大小((I)FFT长度)可以减小到1280个采样，其是传统“宽带”IBOC的2048个采样的≈60％。“主机”FM失真类似，并且CIC失真类似。

本发明涉及对作为RF信号发射的信号的处理。为了避免混淆，以上描述的所有处理都是在数字域的，在基带，在下变频之后，并且在模数转换之后。以上关于滤波器、组合器、频移元件等描述了要执行的功能。然而将理解，在实践中这样的元件可以被实现为要由控制器执行的数字信号处理操作。

可以用于控制器的组件包括但不限于：传统微处理器、专用集成电路(ASIC)和现场可编程门阵列(FPGA。

在多种实现方式中，处理器或控制器可以与一个或多个存储介质相关联，所述一个或多个存储介质例如是易失性或非易失性计算机存储器，如，RAM、PROM、EPROM和EEPROM。可以利用一个或多个程序来编码存储介质，所述一个或多个程序在由一个或多个处理器和/或控制器执行时，执行所需的功能。各个存储介质可以固定在处理器或控制器内，或者可以是可移动的，使得存储介质上存储的一个或多个程序可以被加载到处理器或控制器中。

通过阅读附图、说明书和所附权利要求，本领域技术人员在实现要求保护的发明时可以理解和实现公开的实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，不定冠词“一种”不排除多个。在互不相同的从属权利要求中阐述特定的措施并不表示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任何参考标记不应解释为限制范围。

Claims (15)

1.一种处理OFDM信号的方法，所述OFDM信号包括以载波频率为中心的中央部分(10，20b，22b)、在中央部分的最低频率以下的下边带(12，20a)和在中央部分的最高频率以上的上边带(14，22a)，所述方法包括：

确定中央部分是模拟的还是数字的；

将下边带(12，20a)初始频移到刚好在载波频率以上，并将上边带(14，22a)初始频移到刚好在载波频率以下；

对初始频移的信号进行滤波，并执行同信道干扰补偿；

进一步处理初始频移的信号并组合初始频移的信号，以在中央部分是模拟的情况下得到第一重构信号并且在中央部分是数字的情况下得到第二重构信号；

对第一重构信号或第二重构信号执行采样速率转换，以将采样频率降低至降低的采样频率，所述降低的采样频率依赖于中央部分是模拟的还是数字的；

对选定的信号进行FFT处理；以及

对经过FFT处理的信号进行OFDM处理。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，检测中央部分是模拟的还是数字的包括：低通滤波并且对信号的二阶矩量的χ²分布进行检测。

3.根据权利要求1或2所述的方法，还包括：在采样速率转换之后进行信道选择性滤波。

4.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，所述同信道干扰补偿包括：根据干扰的级别，将初始频移的信号的未补偿版本与初始频移的信号的补偿版本混杂。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述混杂基于信号的二阶矩量的χ²分布。

6.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，如果中央部分是模拟的，所述进一步处理包括：

将初始频移的下边带第二频移到以载波频率为中心，并且将初始频移的上边带第二频移到以载波频率为中心；

针对信道选择性对第二频移的信号进行滤波，并去除同信道干扰补偿的带外残余；

将下边带第三频移到载波频率以上的特定频率，并且将上边带第三频移到载波频率以下的特定频率；以及

将第三频移的上边带和第三频移的下边带组合，以得到第一重构信号。

7.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，如果中央部分是数字的，则所述进一步处理包括：

将初始频移的上边带和初始频移的下边带(20a，22a)的频移返回到它们的原始频率位置；以及

将频移返回的上边带和频移返回的下边带(20a，22a)与经过滤波的中央部分(20b，22b)组合，以得到第二重构信号。

8.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，第一重构信号的采样速率转换是从650kHz至大约232kHz。

9.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，第一重构信号的FFT处理时钟速度约为使用640点FFT的232kHz。

10.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，第二重构信号的采样速率转换是从650kHz至大约465kHz。

11.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中，第二重构信号的FFT处理时钟速度约为使用1280点FFT的465kHz。

12.一种(H)IBOC信号处理器，用于处理包括以载波频率为中心的中央部分(10，20b，22b)、在中央部分的最低频率以下的下边带(12，20a)和在中央部分的最高频率以上的上边带(14，22a)在内的信号，所述处理器包括：

检测电路(75，77)，用于基于中央部分来检测中央部分是模拟的还是数字的；

用于将下边带(12，20a)初始频移到刚好在载波频率以上的第一频移元件(71)、用于对下边带滤波的第一滤波器(72)和用于下边带的第一同信道干扰补偿单元(78)；

用于将上边带(14，22a)初始频移到刚好在载波频率以下的第二频移元件(73)、用于对上边带滤波的第二滤波器(74)和用于上边带的第二同信道干扰补偿单元(79)；

第三滤波器(76)，用于滤除中央部分；

第一组合器(92)，用于在中央部分是模拟的情况下组合上边带和下边带(12，14)以得到第一重构信号；

第二组合器(93)，用于在中央部分是数字的情况下组合上边带、下边带(20a，22a)和中央部分(20b，22b)以得到第二重构信号；

针对第一重构信号，用于降低采样频率的第一采样速率转换器装置、用于处理选定的信号的第一FFT处理器装置以及第一OFDM处理器装置；以及

针对第二重构信号，用于降低采样频率的第二采样速率转换器装置、用于处理选定的信号的第二FFT处理器装置以及第二OFDM处理器装置。

13.根据权利要求12所述的处理器，还包括：

用于将初始频移的下边带频移到以载波频率为中心的第三频移元件(84)和用于执行对同信道干扰补偿的带外残余的去除的第四滤波器(86)；

用于将初始频移的上边带频移到以载波频率为中心的第四频移元件(85)和用于执行对同信道干扰补偿的带外残余的去除的第五滤波器(87)；

第五频移元件(88)，用于将下边带(12)进一步频移到载波频率以上的特定频率；以及

第六频移元件(89)，用于将上边带(14)进一步频移到载波频率以下的特定频率，

其中，将第五频移后的边带和第六频移后的边带提供至第一组合器(92)。

14.根据权利要求12或13所述的处理器，其中，

第一采样速率转换器用于从650kHz转换到大约232kHz，并且第二采样速率转换器用于从650kHz转换到大约465kHz；

第一FFT处理器具有使用640点FFT的大约232kHz的时钟速度，第二FFT处理器具有使用1280点FFT的大约465kHz的时钟速度。

15.根据权利要求12至14中任一项权利要求所述的处理器，还包括：

第七频移元件和第八频移元件(90，91)，用于将初始频移的上边带和下边带分别频移返回到它们的原始频率位置，

其中，将第七频移后的边带和第八频移后的边带提供至第二组合器(93)。