CN104660290A - 一种电流可复用低功耗射频前端接收电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电流复用低功耗射频前端电路，包括低噪声放大器，混频器和压控振荡器。该结构的低噪声放大器输入管和有源双平衡混频器的跨导级复用静态偏置电流，若干晶体管和若干电感、可变电容组成双平衡交叉耦合负阻压控振荡器，同时此VCO结构又作为两组开关对的源极，进行混频振荡信号注入。差分射频信号Rfin+和Rfin-则驱动开关对栅极。该结构使得低噪声放大器，混频器和压控振荡器这三个模块的总功耗大大降低，而每个模块使用的电流没有减少，因此电路的性能不会有明显的恶化。本发明改进的双平衡VCO负载和双平衡混频器结构，有效提高了射频信号Rf、本振信号LO和中频输出信号IF之间的隔离度。

Description

一种电流可复用低功耗射频前端接收电路

技术领域

本发明涉及的是一种射频前端接收电路，具体涉及的是一种电流可复用低功耗的低噪声放大器、混频器以及压控振荡器的融合结构，适用于低电压、低功耗射频接收机前端电路。

背景技术

随着消费电子以及其他随身应用的进一步发展，许多通信系统进一步的集成在方寸之间，因而要求在尽可能小的面积中集成更多功能，同时各模块的功能需要达到一定的应用要求。对于射频前端结构，实现低功耗的方法之一就是使不同的模块采用同一偏执电流。在单个电路模块中，对低噪声放大，正交下变频以及本振信号的产生功能实现集成。射频输入、本振信号以及下变频后的中频信号均为电路的内部信号，大幅度的降低了功耗。

发明内容

针对现有技术上存在的问题与不足，本发明目的是在于提供一种电流可复用低功耗的射频前端接收电路，即仅用一路电流供多个模块使用以降低功耗并减小电路面积。对于每个模块，电流足够保证其性能；而对于多个模块在不严重恶化性能的前提下，电路具有工作电压低、功耗小的特点。

为了实现上述目的，本发明是通过如下的技术方案来实现的：

一种电流复用低功耗射频前端接收电路包括低噪声放大器，混频器以及压控振荡器。

一种电流复用低功耗射频前端接收电路，其特征在于：包括依次连接的

低噪声放大器：所述低噪声放大器采用源极负反馈电感共源级结构，为双平衡混频器开关对提供偏置电流；

混频器：为双平衡混频器，也就是Gilbert混频器；具体就是对单平衡混频器结构进行改进形成的双平衡混频器，即Gilbert混频器，与双平衡压控振荡器负载结合可以解决本振泄露的问题，同时增加了本振信号的振幅从而改善电路的噪声系数；

压控振荡器：两组双平衡的交叉耦合NMOS管提供振荡网络所需基本负阻电路结构，与电感、可变电容组成压控振荡器，同时又接两组开关对的源极，将进行混频的本振信号注入。

其中，所述低噪声放大器的NMOS管M1的漏极连接混频器中NMOS管M3源极，所述低噪声放大器的NMOS管M2的漏极连接双平衡混频器中NMOS管M5源极。所述压控振荡器的NMOS管M7和M8的源极接混频器种NMOS管M3和M5的漏极，所述压控振荡器的NMOS管M9和M10的源极接混频器种NMOS管M4和M6的漏极。

所述低噪声放大器包括第一电感L1、第二电感L2、第一晶体管M1、与第一晶体管M1的栅极和源极并联的第一电容C1、第二晶体管M2、与第二晶体管M2的栅极和源极并联的第二电容C2、与第一电容C1一端串联的第三电感L3以及与第二电容C2一端串联的第四电感L4；第一电感L1和第二电感L2一端分别接第一晶体管M1和第二晶体管M2的源极，第一电感L1和第二电感L2的另一端均接地；第三电感L3和第四电感L4一端分别接第一晶体管M1和第二晶体管M2的栅极。

所述双平衡混频器包括第三晶体管M3、第四晶体管M4、第五晶体管M5、第六晶体管M6、中频负载If load和第三电容C3；第三晶体管M3的源极接第四晶体管M4的源极，第五晶体管M5的源极接第六晶体管M6的源极；第三晶体管M3的漏极接第五晶体管M5的漏极，第四晶体管M4的漏极接第六晶体管M6的漏极；第四晶体管M4和第五晶体管M5的栅极相连，接压控振荡器的振荡频率输出LO-；第三晶体管M3的栅极与第六晶体管M6的栅极相连，接压控振荡器频率输出LO+；中频负载结构If load的两端分别并联在第三晶体管M3和第六晶体管M6的漏极；第三电容C3并联在所述中频负载的两端；所述中频负载的两端为中频信号的输出端IF+和IF-。

在上述的电流复用低功耗射频前端接收电路，所述压控振荡器包括第五电容C5、第六电容C6、可变电容Cv、第七晶体管M7、第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10；第八晶体管M8的栅极接第七晶体管M7的漏极，第七晶体管M7的栅极接第八晶体管M8的漏极；第十晶体管M10的栅极接第九晶体管M9的漏极，第九晶体管M9的栅极接第十晶体管M10的漏极；第七晶体管M7的源极和第八晶体管M8的源极相连接第三电容C3的一端，第九晶体管M9的源极和第十晶体管M10的源极相连接第三电容C3的另一端；第七晶体管M7的漏极和第九晶体管M9的漏极相连接可变电容Cv的一端；第八晶体管M8的漏极和第十晶体管M10的漏极相连接可变电容Cv的另一端；第五电感L5和第六电感L6的一端分别接可变电容Cv的两个极板，第五电感L5和第六电感L6的另一端均接电源电压。

本发明具有如下优点：1、使得低噪声放大器、有源混频器、压控振荡器这三个模块的总功耗大大降低，而每个模块使用的电流没有减小，因此电路的性能不会有明显的恶化。2、双平衡有源混频器与双平衡压控振荡器的结合也优化了电路本振泄露的问题，起到了好的隔离作用。

附图说明

图1为所设计电流复用低功耗射频前端电路的结构框图。

图2为所设计电流复用低功耗射频前端电路的电路原理图。

图3为所设计电路改进后的双平衡负载压控振荡器工作时的电流流向示意图。

图4为所设计电流复用低功耗射频前端电路的电路噪声系数仿真结果。

图5为所设计电流复用低功耗射频前端电路的的电路相位噪声仿真结果图。

具体实施方式

为使本发明实现的技术手段与功效易于明白了解，下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明。图中，M1-第一晶体管；M2-第二晶体管；M3-第三晶体管；M4-第四晶体管；M5-第五晶体管；M6-第六晶体管；M7-第七晶体管；M8-第八晶体管；M9-第九晶体管；M10-第十晶体管；L1-第一电感；L2-第二电感；L3-第三电感；L4-第四电感；L5-第五电感；L6-第六电感；C1-第一电容；C2-第二电容；C3-第三电容；Cv-可变电容；Ifload-中频负载。

参见图1，本发明包括低噪声放大器，混频器以及压控振荡器。所述低噪声放大器采用源极负反馈电感共源级结构，可以为双平衡混频器开关对提供偏置电流。对单平衡混频器结构进行改进形成的双平衡混频器，即Gilbert混频器与双平衡压控振荡器负载结合可以解决本振泄露的问题，同时增加了本振信号的振幅从而改善电路的噪声系数。两组双平衡的交叉耦合MOS管提供振荡网络所需基本负阻电路，与电感、可变电容组成压控振荡器，同时有作为两组开关对的源极，将进行混频的本振信号注入。

作为射频接收电路的前端，射频信号一路通过第三电感L3输入，低噪声放大器包括第一电感L1、第三电感L3、第一晶体管M1组成的传统的源极负反馈电感型源极放大器，第一电感L1作为源极负反馈阻抗，在第一晶体管M1的栅极引入输入阻抗的实部，第一电感L1与第一晶体管M1的栅源电容谐振使得输入阻抗的虚部为零，实现阻抗匹配。与第一晶体管M1的栅源两端并联的第一电容C1，可以弥补尺寸的减少而使得第一晶体管M1的栅源电容减小的不足，以便更好的进行阻抗匹配。射频信号差分信号另一路通过第三电感L3输入到第二晶体管M2的栅极。由第二电感L2、第四电感L4、第二晶体管M2以及并联在第二晶体管的栅源两端的电容C2组成相同结构的改进型源极负反馈电感型源极放大器。

由第一级低噪声放大器放大后的射频信号在第一晶体管M1与第二晶体管M2的漏极电流输出至混频器第三晶体管M3、第四晶体管M4相连的源极和第五晶体管M5、第六晶体管M6相连的源极，作为混频的信号之一。本新型采用的双平衡混频器结构，即第三晶体管M3和第五晶体管M5、第四晶体管M4和第六晶体管M6，所述两个单平衡混频器对本振信号反并联，而对射频输入信号并联。本振信号在输出端的和为零，而射频输入信号在输出端加倍。输出信号只有本振信号的个奇次谐波和输入信号的和频与差频成分，不包含本振信号成分和输入信号成分。射频信号Rf、本振信号LO和中频输出信号IF之间有较高的隔离度。本振信号由压控振荡器模块输出，本振信号差分输出，一路LO+大信号加载在第三晶体管M3和第六晶体管M6的栅极；另一路LO-大信号加载在第四晶体管M4和第五晶体管M5的栅极。中频输出负载采用第三电容C3，其在中频的时候中频负载体现为一个高阻抗，而在射频段由于第三电容C3导通形成闭环通路，使得射频信号和中频信号得以分流。保证了压控振荡器的功能，同时对中频信号在输出端也可以进行相应的检测。

压控振荡器包括第五电容C5、第六电容C6、可变电容Cv、第七晶体管M7、第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10。第八晶体管M8的栅极接第七晶体管M7的漏极，第七晶体管M7的栅极接第八晶体管M8的漏极；第十晶体管M10的栅极接第九晶体管M9的漏极，第九晶体管M9的栅极接第十晶体管M10的漏极；第七晶体管M7的源极和第八晶体管M8的源极相连接第三电容C3的一端，第九晶体管M9的源极和第十晶体管M10的源极相连接第三电容C3的另一端；第七晶体管M7的漏极和第九晶体管M9的漏极相连接可变电容Cv的一端；第八晶体管M8的漏极和第十电容C10的漏极相连接可变电容Cv的另一端。第五电感L5和第六电感L6的一端分别接可变电容的两个极板，第五电感L5和第六电感L6的另一端均接电源电压。由于电路采用差分低噪声跨导输入级，差分跨到的共模电流为零，导致利用共模射频信号的压控振荡器的开关管不再贡献中频信号电流，因此采用所述双平衡交叉耦合负阻结构的压控振荡器，与上述双平衡混频器结合可以解决单平衡压控振荡器通过压控振荡器的开关管泄漏到中频输出段的本振泄露问题。图3为改进后的双平衡负载压控振荡器工作时的电流流向示意图。双平衡压控振荡器负载由两个反相并联的交叉耦合管构成。可看出，左右支路的压控振荡器和混频器开关管，同时开启关断，输出中频端口不再包含振荡器的差分输出信号，电路实现了理想的双平衡结构，本振信号不再通过压控振荡器开关管泄漏。同时，现在压控振荡器开关管与混频器开关管有相同的开关状态，也参与中频信号电流的产生。

本发明通过Cadence软件仿真，得到的结果显示，0.18μm工艺在1.3V的工作电压下，静态偏执电流为1.7mA左右。图3为本发明实施例中的电路噪声系数仿真结果，噪声系数为4.2dB；图4为本发明实施例中的电路相位噪声仿真结果图，相位噪声为-110dBc/Hz；本发明的噪声仿真结果本发明大大降低了射频前端电路的功耗，而相比之下性能指标没有明显恶化。具有新型实用的特点。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (2)

1.一种电流复用低功耗射频前端接收电路，其特征在于：包括依次连接的

低噪声放大器：所述低噪声放大器采用源极负反馈电感共源级结构，为双平衡混频器开关对提供偏置电流；

混频器：为双平衡混频器，也就是Gilbert混频器；

压控振荡器：两组双平衡的交叉耦合NMOS管提供振荡网络所需基本负阻电路结构，与电感、可变电容组成压控振荡器，同时又接两组开关对的源极，将进行混频的本振信号注入；

其中，所述低噪声放大器包括第一电感L1、第二电感L2、第一晶体管M1、与第一晶体管M1的栅极和源极并联的第一电容C1、第二晶体管M2、与第二晶体管M2的栅极和源极并联的第二电容C2、与第一电容C1一端串联的第三电感L3以及与第二电容C2一端串联的第四电感L4；第一电感L1和第二电感L2一端分别接第一晶体管M1和第二晶体管M2的源极，第一电感L1和第二电感L2的另一端均接地；第三电感L3和第四电感L4一端分别接第一晶体管M1和第二晶体管M2的栅极；

所述双平衡混频器包括第三晶体管M3、第四晶体管M4、第五晶体管M5、第六晶体管M6、中频负载If load和第三电容C3；第三晶体管M3的源极接第四晶体管M4的源极，第五晶体管M5的源极接第六晶体管M6的源极；第三晶体管M3的漏极接第五晶体管M5的漏极，第四晶体管M4的漏极接第六晶体管M6的漏极；第四晶体管M4和第五晶体管M5的栅极相连，接压控振荡器的振荡频率输出LO-；第三晶体管M3的栅极与第六晶体管M6的栅极相连，接压控振荡器频率输出LO+；中频负载结构If load的两端分别并联在第三晶体管M3和第六晶体管M6的漏极；第三电容C3并联在所述中频负载的两端；所述中频负载的两端为中频信号的输出端IF+和IF-。

2.根据权利要求1所述的电流复用低功耗射频前端接收电路，其特征在于：所述压控振荡器包括第五电容C5、第六电容C6、可变电容Cv、第七晶体管M7、第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10；第八晶体管M8的栅极接第七晶体管M7的漏极，第七晶体管M7的栅极接第八晶体管M8的漏极；第十晶体管M10的栅极接第九晶体管M9的漏极，第九晶体管M9的栅极接第十晶体管M10的漏极；第七晶体管M7的源极和第八晶体管M8的源极相连接第三电容C3的一端，第九晶体管M9的源极和第十晶体管M10的源极相连接第三电容C3的另一端；第七晶体管M7的漏极和第九晶体管M9的漏极相连接可变电容Cv的一端；第八晶体管M8的漏极和第十晶体管M10的漏极相连接可变电容Cv的另一端；第五电感L5和第六电感L6的一端分别接可变电容Cv的两个极板，第五电感L5和第六电感L6的另一端均接电源电压。