CN104584688B - 用于低功率灯与后沿调光器和电变压器的兼容性的系统和方法 - Google Patents

用于低功率灯与后沿调光器和电变压器的兼容性的系统和方法 Download PDF

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Abstract

根据本发明的这些和其他实施例，一种用于提供在负载与由后沿调光器驱动的电变压器的次级线圈之间的兼容性的系统和方法，可以包括基于电变压器次级信号预测所述后沿调光器的高阻状态的估计发生，其中所述高阻状态在所述后沿调光器开始相切交流电压信号时发生并且紧接在所述高阻状态的估计发生之前使所述负载在大电流模式下持续操作一时段时间。

Description

用于低功率灯与后沿调光器和电变压器的兼容性的系统和 方法
相关申请
本发明要求2013年3月13日提交的美国专利申请序列号No.13/798,926的优先权，其继而要求2012年7月18日提交的美国临时专利申请序列号No.61/673,111和2012年7月3日提交的美国临时专利申请序列号No.61/667,685的优先权，其每个通过参考以它们的整体结合到本文。
技术领域
本发明总体上涉及电子领域，并且更具体地涉及用于确保在一个或多个低功率灯与它们耦合到的电力基础设施之间的兼容性的系统和方法。
背景技术
许多电子系统都包括电路，例如与调光器相接的切换功率转换器或变压器。该相接电路(interfacing circuit)根据由调光器设定的调光等级(dimming level)将功率输送至负载。例如，在照明系统中，调光器对照明系统提供输入信号。该输入信号表示使照明系统调节输送至灯的功率的调光等级，并且因此根据调光等级来提高或降低灯的亮度。存在许多不同种类的调光器。通常，调光器产生输出信号，在该输出信号中交流(“AC”)输入信号的一部分被去除或归零。例如，一些基于模拟的调光器利用用于交流电设备的三极管(“三端双向可控硅开关”)来调制交流电源电压的各个周期的相位角。电源电压的相位角的该调制通常还被称为“切相(phase cutting)”电源电压，切相电源电压降低了提供至诸如照明系统的负载的平均功率，并且从而控制提供至负载的能量。
特定类型的基于三端双向可控硅开关的切相调光器称为前沿调光器。前沿调光器从AC周期的开始切相，以便在切相角期间，调光器“关闭”并且不供应输出电压到它的负载，并且然后在切相角之后转为“开启”并且传输切相输入信号到它的负载。为了确保正确操作，负载必须给前沿调光器提供足以维持在开启三端双向可控硅开关需要的电流之上的涌入电流的负载电流。由于调光器提供的电压的瞬间增加和在调光器中存在电容器，必须提供的电流通常基本上大于三端双向可控硅开关导通需要的稳态电流。附加地，在稳定状态操作中，负载必须给调光器提供负载电流以保持在为防止三端双向可控硅开关过早关断所需要的、被称为“保持电流”的另一个阈值之上。
图1描述照明系统100，其包括基于三端双向可控硅开关的前沿调光器102和灯142。图2描述与照明系统100相关的示例电压和电流图表。参考图1和图2，照明系统100从电源104接收AC供电电压VSUPPLY。供电电压VSUPPLY例如是在美国的标称60Hz/110V线路电压或在欧洲的标称50Hz/220V线路电压。三端双向可控硅开关106用作电压驱动开关，并且三端双向可控硅开关106的栅极端子108控制在第一端子110与第二端子112之间的电流。在栅极端子108上的在启动阈值电压值VF之上的栅极电压VG将导致三端双向可控硅开关106开启，继而导致电容器121短路并且允许电流流过三端双向可控硅开关106和调光器102以产生输出电流iDIM。
假设灯142为电阻性负载，调光器输出电压VФ_DIM在相应时刻t0和t2从每个半周期202和204的开始起为零伏特，直到栅极电压VG到达启动阈值电压值VF。调光器输出电压VФ_DIM代表调光器102的输出电压。在定时器时段tOFF期间，调光器102削切或切割电源电压VSUPPLY以便调光器输出电压VФ_DIM在时间时段tOFF期间保持为零伏特。在时刻t1，栅极电压VG到达启动阈值电压值VF，并且三端双向可控硅开关106开始导通。一旦三端双向可控硅开关106开启，调光器电压VФ_DIM在时间时段tON期间追踪电源电压VSUPPLY。
一旦三端双向可控硅开关106开启，从三端双向可控硅开关106汲取的电流iDIM必须超过连接电流iATT以便将通过三端双向可控硅开关106的涌入电流维持在开启三端双向可控硅开关106必需的阈值电流之上。此外，一旦三端双向可控硅开关106开启，三端双向可控硅开关106继续导通电流iDIM，与栅极电压VG的值无关，只要电流iDIM保持在保持电流值iHC之上。连接电流值iATT和保持电流值iHC是三端双向可控硅开关106的物理特征的函数。一旦电流iDIM下降到保持电流值iHC以下，即iDIM<iHC，三端双向可控硅开关106关断(即，停止导通)，直到栅极电压VG再次到达启动阈值电压值VF。在许多传统应用中，保持电流值iHC通常是足够低的，以便理想地，当电源电压VSUPPLY在时刻t2在半周期202的结束附近接近零伏特时，电流iDIM下降到保持电流值iHC之下。
可变电阻114与并联连接的电阻116和电容器118串联形成时序电路115以控制栅极电压VG在那时到达启动阈值电压值VF的时刻t1，在该时刻栅极电压VG到达启动阈值电压值VF。增加可变电阻114的电阻值会增加时间tOFF，而减少可变电阻114的电阻值会减少时间tOFF。可变电阻114的电阻值有效地设置用于灯142的调光值。双向二极管119提供电流到三端双向可控硅开关106的栅极端子108中。调光器102还包括电感器扼流圈120以平滑调光器输出电压VФ_DIM。基于三端双向可控硅开关的调光器102还包括连接跨过三端双向可控硅开关106和电感器扼流圈120的电容器121以减少电磁干扰。
理想地，对于电源电压VSUPPLY的每个半周期，调制调光器输出电压VФ_DIM的相位角有效地在时间时段tOFF期间关断灯142并且在时间时段tON期间开启灯142。因此，理想地，调光器102根据调光器输出电压VФ_DIM有效地控制供应到灯142的平均能量。
基于三端双向可控硅开关的调光器102在许多情况下充分地起作用，例如当灯142消耗相当大量的功率时，例如白炽灯泡。然而，在调光器102加载有低功率负载(例如，发光二极管或LED灯)的情况下，该负载会汲取小量的电流iDIM，并且可能电流iDIM不能到达连接电流iATT，并且还可能在电源电压VSUPPLY接近到达零伏特之前，电流iDIM会过早地下降到保持电流值iHC以下。如果电流iDIM不能到达连接电流iATT，那么调光器102会过早地断开，并且可能不传输输入电压VSUPPLY的适当部分到它的输出。如果电流iDIM过早地下降到保持电流值iHC以下，那么调光器102过早地关断，并且调光器电压VФ_DIM过早地下降到零。当调光器电压VФ_DIM过早地下降到零时，调光器电压VФ_DIM不反映如由可变电阻114的电阻值设置的预期调光值。例如，当电流iDIM在显著早于调光器电压VФ_DIM 206的t2的时刻下降到保持电流值iHC以下时，开启时间时段tON在早于t2的时刻过早结束，取代在时刻t2结束，从而减少了输送到负载的能量的量。因此，输送到负载的能量将不匹配对应于调光器电压VФ_DIM的调光等级。此外，当VФ_DIM过早地下降到零，电荷会累积在电容器118和栅极108上，导致如果在相同半周期202或204期间VG超过VF，那么三端双向可控硅开关106再次开启，和/或导致三端双向可控硅开关106在后续半周期期间由于该累积电荷而不正确地开启。因此，三端双向可控硅开关106的过早断开会导致在调光器102的时序电路中的误差并且在它的操作中的不稳定。
用调光器给光源调光在操作光源时节省能量并且还允许用户将光源的强度调节到期望的等级。然而，常规调光器例如基于三端双向可控硅开关的前沿调光器，其设计用于与电阻性负载例如白炽灯泡一起使用，通常在试图供应未加工的相位调制信号给电抗性负载例如电功率转换器或变压器时表现不好。
存在于电力基础设施中的变压器可以包括磁变压器或电变压器。磁变压器通常包括两个导电材料(例如铜)线圈，每个绕着具有高磁穿透性的材料(例如铁)的芯体缠绕，以便磁通量穿过两个线圈。在操作中，在第一线圈中的电流会在该芯体中产生变化磁场，以便变化磁场经由电磁感应感应跨过次级线圈两端的电压。因此，当在给耦接到初级线圈的部件与耦接到次级线圈的部件之间的电路中提供电隔离时，磁变压器会使电压电平上上下下地成阶梯状。
另一方面，电变压器是以与常规磁变压器相同的方式运转工作的设备，因为在提供隔离时它使电压电平上上下下地成阶梯状并且可以适应任何功率因子的负载电流。电变压器通常包括功率开关，其将低频电压波(例如，直流到400赫兹)转换成高频电压波(例如，10000赫兹的级别)。相当小的磁变压器可以耦接到该功率开关并且因此提供常规磁变压器的电压电平变换和隔离功能。
图3描述照明系统101，其包括基于三端双向可控硅开关的调光器102(例如，像在图1所示的那个)、磁变压器122、以及灯142。该系统可以被用来，例如使高压(例如，110V、220V)变换成低压(例如，12V)，用于同卤素灯(例如，MR16卤素灯)一起使用。图4描述与照明系统101相关的示例电压和电流图表。参考图3和图4，当调光器102使用为与变压器122和低功率灯142连接时，灯142的低功率汲取会导致从调光器102汲取不足够的电流iDIM以便满足连接电流和/或保持电流要求。
为了进一步图示说明该潜在问题，在图3中描述了用于变压器122的等效电路模型，其表示磁变压器的物理行为。存在于变压器122中的寄生效应由与初级侧寄生电阻126(具有电阻值Rp)串联的初级侧寄生电感124(具有电感值Lp)和与次级侧等效电阻134(具有电阻值Rs)串联的次级侧等效电感132(具有电感值Ls)在用于变压器122的等效电路模型中表示，该模型损失和泄漏变压器线圈的电抗。寄生效应也由模型的“磁化分支”表示，该分支包括与分流支路寄生电阻130(具有电阻值Rm)并联的分流支路等效电感128(具有电感值Lm)，该模型损失和泄漏变压器芯体的电抗。磁化电流Im流到分流支路电抗，表示维持在芯体中的相互磁通量所需要的电流。本领域的技术人员将会认识到，iDIM＝is/N+im，其中is是变压器122的次级电流并且N是变压器初级侧与次级侧线圈的圈数比。
图4描述流过变压器122的初级线圈的用于调光器102(假设为三线调光器)的输出电压VФ_DIM 402、次级电压VS 404、磁化电流im 406、以及电流is/N 408的示例波形。当用变压器122加载时，在图4中所述的波形VФ_DIM 402与在图2中所示的波形VФ_DIM 206不同，由于存在于变压器122中的电抗，并且尤其是存在磁化电流Im。在半周期410中的时刻t0开始，尽管在t0的零电压VФ_DIM，但是磁化电流im 406保持流到变压器122中并且可以显著占有所有电流iDIM，从而引起电压VS幅度上升。在该时刻t0，初级线圈电流is/N也可以开始增加到零以上。在发生于时刻t0与t1之间的t3，磁化电流im与初级线圈电流is/N的求和可以到达一个点，在该点求和iDIM＝is/N+im将下降到在保持电流iHC以下的量，并且调光器102关断。在时刻t1，调光器可以再次开启(例如，iDIM>iATT)，并且磁化电流im和初级线圈电流is/N可以再次出现。如图4所示，贯穿半周期412，波形402、404和408在幅度基本上相等，而在半周期410，它们不是这样，但是具有相反的极性。因而，在发生于时刻t2与t1’之间的t3’，磁化电流im与初级线圈电流is/N的求和可以到达一个点，在该点求和iDIM＝is/N+im将下降到在保持电流iHC以下的量，并且调光器102关断。在三线调光器中，在每个相位内调光器开启的时刻(例如，t1，t1’)保持一致，而在两线调光器中，该时刻会从一个相位到另一个相位改变。
另一个特定类型的切相调光器称为后沿调光器。后沿调光器从交流周期的结束切相，以便在切相角期间，调光器“关断”并且不供应输出电压到它的负载，但是在切相角之前“开启”并且在理想情况下传送与它的输入电压成正比的波形到它的负载。
图5描述照明系统500，其包括后沿切相调光器502和灯542。图6描述与照明系统500相关的示例电压和电流图表。参考图5和图6，照明系统500从供电电源504接收交流电源电压VSUPPLY。由电压波形602指示的电源电压VSUPPLY例如是在美国的标称60Hz/110V线路电压和在欧洲的标称50Hz/220V线路电压。后沿调光器502切相电源电压VSUPPLY的每个半周期的后沿例如后沿602和604。因为电源电压VSUPPLY的每个半周期是180度的电源电压VSUPPLY，因此后沿调光器502在大于0度并且小于180度的角度切相电源电压VSUPPLY。到灯542的切相输入电压VФ_DIM代表调光等级，其导致照明系统500调节输送至灯542的功率，并且因此根据调光等级来提高或降低灯542的亮度。
调光器502包括定时器控制器510，其产生调光器控制信号DCS以控制开关512的占空系数。开关512的占空系数是由每个周期调光器控制信号DCS的调光器控制信号时段(例如，时间t3－t0)划分的脉冲宽度(例如，时间t1－t0)。定时器控制器510将期望的调光等级转换成开关512的占空系数。对于较小调光等级(即，对于灯542较大的亮度)，调光器控制信号DCS的占空系数下降，而对于较大调光等级，该占空系数增加。在调光器控制信号DCS的脉冲(例如，脉冲606和脉冲608)期间，开关512导通(即，为“开启”)，并且调光器502进入低阻状态。在调光器502的低阻状态中，开关512的电阻例如小于或等于10欧姆。在开关512的低阻状态中，切相输入电压VФ_DIM追踪输入电源电压VSUPPLY并且调光器502将调光器电流iDIM传输到灯542。
当定时器控制器510导致调光器控制信号606的脉冲结束时，调光器控制信号606使开关512关断，其导致调光器502进入高阻状态(即，关断)。在调光器502的高阻状态中，开关512的电阻例如大于1千欧姆。调光器502包括电容器514，其在调光器控制信号DCS的每个脉冲期间给供电电压VSUPPLY充电。在调光器502的高阻和低阻状态两者中，电容器514保持连接跨过开关512。当开关512关断并且调光器502进入高阻状态时，跨过电容器514的电压VC增加(例如，在时刻t1和t2之间和在时刻t4和t5之间)。增加率是电容器514的电容量C和灯542的输入阻抗的函数。如果灯542的有效输入电阻足够低，那么它允许足够高的调光器电流值iDIM以允许切相输入电压VФ_DIM在调光器控制信号DCS的下一个脉冲之前延迟到零交叉点(例如，在时刻t2和t5)。
用调光器给光源调光在操作光源时节省能量并且还允许用户将光源的强度调节到期望的等级。然而，常规调光器例如后沿调光器，其设计用于与电阻性负载例如白炽灯泡一起使用，通常在试图供应未加工的相位调制信号给电抗性负载例如电功率转换器或变压器时表现不好，如在下面更详细讨论的。
图7描述照明系统500，其包括后沿切相调光器502、电变压器522、以及灯542。该系统可以被使用来例如使高压(例如，110V、220V)变换成低压(例如，12V)，用于同卤素灯(例如，MR16卤素灯)一起使用。图8描述与照明系统501相关的示例电压和电流图表。
如现有技术已知，电变压器对自振荡电路原理起作用。参考图7和图8，当调光器502使用为与变压器522和低功率灯542连接时，灯542的低功率汲取可能不足以允许电变压器522可靠地自振荡。
为了进一步图示说明，电变压器522可以在它的输入处接收调光器输出电压VФ_DIM，在那里它被由二极管524形成的全桥整流器整流。当电压VФ_DIM幅度增加时，电容器526上的电压会增加到一个点，在该点双向二极管528将开启，从而也开启晶体管529。一旦晶体管529开启，电容器526会放电并且将由于包括初级线圈(T2a)和两个次级线圈(T2b和T2c)的开关变压器539的自振荡，而开始振荡。因而，如图8所示，振荡输出电压VS 800将形成在变压器532的次级上并且在调光器502开启时输送到灯542，由与VФ_DIM成正比的AC电压电平限制。
然而，如上所述，许多电变压器将不与小电流负载来一起正确工作。关于轻负载，可能不具有通过开关变压器530的初级的足够电流以保持振荡。对于传统应用，例如灯542是35瓦卤素灯的情况，灯542可以汲取足够的电流以允许变压器522维持振荡。然而，应该使用低功率灯，例如6瓦LED灯泡，由灯542汲取的电流可能不足以维持变压器522中的振荡，其会导致不可靠的结果，例如可见快闪和在调光器指示的等级以下的总光输出的减少。
此外，传统方法不能检测或感应灯耦接到的变压器的类型，进一步反映难以确保在低功率灯(例如，小于12瓦)与它们应用到的电力基础设施之间的兼容性。
发明内容
根据本发明的教导，可以减少或消除与确保具有调光器和变压器的低功率灯的兼容性相关的某些缺点和问题。
根据本发明实施例，一种装置可以包括控制器以提供在负载与在它的初级线圈处由调光器驱动的磁变压器的次级线圈之间的兼容性，其中所述控制器配置为：从变压器次级信号确定所述变压器是否包括磁变压器或电变压器；以及基于所述确定所述变压器是否包括磁变压器或电变压器，从多个操作模式选择兼容性操作模式。
根据本发明的这些和其他实施例，一种用于提供在负载和在它的初级线圈处由调光器驱动的变压器的次级线圈之间的兼容性的方法可以包括从指示变压器次级的信号确定所述变压器是否包括磁变压器或电变压器；以及基于所述确定所述变压器是否包括磁变压器或电变压器，从多个操作模式选择兼容性操作模式。
根据本发明的这些和其他实施例，一种装置可以包括控制器以提供在负载与在它的初级线圈处由后沿调光器驱动的磁变压器的次级线圈之间的兼容性，其中所述控制器配置为：从磁变压器次级信号确定所述调光器的输出信号的半线周期的时段；从所述磁变压器次级信号确定所述调光器的切相角的结束的估计发生；以及基于所述时段和所述切相角的结束的所述估计发生产生到所述负载的驱动信号。
根据本发明的这些和其他实施例，一种用于提供在负载和在它的初级线圈处由后沿调光器驱动的磁变压器的次级线圈之间的兼容性的方法，可以包括从磁变压器次级信号确定所述调光器的输出信号的半线周期的时段；从所述磁变压器次级信号确定所述调光器的切相角的结束的估计发生；以及基于所述时段和所述切相角的结束的所述估计发生产生到所述负载的驱动信号。
根据本发明的这些和其他实施例，一种灯组件可以包括用于产生光的灯；以及用于控制所述灯的操作的控制器，所述控制器包括用于确定由所述灯组件接收的时段性信号的时段的时序控制电路。
根据本发明的这些和其他实施例，一种装置可以包括控制器以提供在负载与由后沿调光器驱动的电变压器的次级线圈之间的兼容性，其中所述控制器配置为基于电变压器次级信号预测所述后沿调光器的高阻状态的估计发生，其中所述高阻状态在所述后沿调光器开始切相交流电压信号时发生；以及紧接在所述高阻状态的估计发生之前操作在大电流模式中持续一时段时间。
根据本发明的这些和其他实施例，一种用于提供在负载与由后沿调光器驱动的电变压器的次级线圈之间的兼容性方法，可以包括基于电变压器次级信号预测所述后沿调光器的高阻状态的估计发生，其中所述高阻状态在所述后沿调光器开始切相交流电压信号时发生；以及紧接在所述高阻状态的估计发生之前操作在大电流模式中持续一时段时间。
从包括在本文中的附图、说明书和权利要求，本领域的技术人员可以容易清楚本发明的技术优点。实施例的目的和优点将至少由在权利要求中特定指出的元件、特征及其组合实现和完成。
应该理解前面的总体描述和下面的详细描述是示例性和解释性的，并且不是对本发明中提出的权利要求的限制。
附图说明
参考下面关联附图的描述，可以获得对本实施例及其优点的更完整理解，其中相似参考标记指示似特征，并且其中：
图1图示说明如现有技术已知的、包括基于三端双向可控硅开关的前沿调光器的照明系统；
图2图示说明与如现有技术已知的、图1所描述的照明系统相关的示例电压和电流图表；
图3图示说明如现有技术已知的、包括基于三端双向可控硅开关的前沿调光器和磁变压器的照明系统；
图4图示说明与如现有技术已知的、图3所描述的照明系统相关的示例电压和电流图表；
图5图示说明如现有技术已知的、包括切相后沿调光器的照明系统；
图6图示说明与如现有技术已知的、图5所描述的照明系统相关的示例电压和电流图表；
图7图示说明如现有技术已知的、包括切相后沿调光器和电变压器的照明系统；
图8图示说明与如现有技术已知的、图7所描述的照明系统相关的示例电压和电流图表；
图9根据本发明实施例图示说明示例照明系统，其包括用于提供在低功率灯与照明系统的其他元件之间的兼容性的控制器；
图10根据本发明实施例图示说明示例变压器检测模块；
图11A和图11B根据本发明实施例图示说明与图10图示说明的变压器检测模块相关的示例电压图表；
图12根据本发明实施例图示说明图9的示例照明系统，其中详细图示说明用于操作在磁变压器兼容性操作模式中的电流控制模块的示例部件；
图13根据本发明实施例图示说明图9的示例照明系统，其中详细图示说明用于操作在电变压器兼容性操作模式中的电流控制模块的示例部件；
图14根据本发明实施例描述与图13所描述的照明系统相关的示例电压和电流图表；以及
图15根据本发明实施例图示说明用于确保在灯与由调光器驱动的变压器之间的兼容性的示例方法1500的流程图。
具体实施方式
图9根据本发明实施例图示说明示例照明系统900，其包括用于提供在低功率灯942与照明系统的其他元件之间的兼容性的控制器912。如图9所示，照明系统900可以包括电压电源904、调光器902、变压器922、灯942、以及控制器912。电压电源904可以产生电源电压VSUPPLY，其例如是在美国的标称60Hz/110V线路电压和在欧洲的标称50Hz/220V线路电压。
调光器902可以包括用于产生到照明系统900的其他元件的调光信号的任何系统、设备、或装置，调光信号表示调光等级，其导致照明系统900调节输送到灯的功率，并且因此依赖于调光等级，增加和减少灯942的亮度。因此，调光器902可以包括与在图1和图3中描述的相似和相同的前沿调光器，与在图5和图7中描述的相似和相同的后沿调光器，或者任何其他合适调光器。
变压器922可以包括用于通过变压器922的绕组电路的电感耦合来变换能量的任何系统、设备、或装置。因此，变压器922可以包括与在图3中描述的相似和相同的磁变压器，与在图7中描述的相似和相同的电变压器，或者任何其他合适变压器。
灯942可以包括用于将电能(例如，由变压器922传送)转换成光能的任何系统、设备、或装置。在一些实施例中，灯942可以包括多层面反射器形态因子(例如，MR16形态因子)。在这些和其他实施例中，灯942可以包括LED灯。
控制器912可以包括如在本发明中其他地方更详细描述的任何系统、设备、或装置，其配置为通过分析变压器次级信号确定变压器922是否包括磁变压器或电变压器，基于所述确定变压器是否包括磁变压器或电变压器从多个操作模式中选择兼容性操作模式，以及根据该选定兼容性模式操作灯942。如图9所示，控制器912可以包括变压器检测模块914和电流控制模块918。
如图9所示，控制器912和灯942可以集成到相同灯组件932(例如相同封装)中，其中该灯组件932配置为电耦接到变压器922。
变压器检测模块914可以包括配置来通过分析变压器次级信号确定变压器922是否包括磁变压器或电变压器的任何系统、设备、或装置。在一些实施例中，变压器检测模块914可以配置为基于变压器次级信号的振荡频率确定变压器922是磁变压器或电变压器。例如，如果变压器次级信号的振荡频率大于特定预定阈值频率，那么变压器检测模块914可以确定变压器922是电变压器，而如果变压器次级信号的振荡频率小于该相同或不同的预定阈值频率，那么变压器检测模块914可以确定变压器922是磁变压器。变压器检测模块914的示例实施例描述在图10中。
在图10的示例实施例中，变压器检测模块914可以接收输入信号Vin，其可以是变压器922的输出电压。该输入电压可以由桥整流器1002整流并且两个感应电阻1004可以在求和节点处互相耦接并且耦接到每个输入电压的正极和整流器1002的输出的正极上。另一个电阻1006可以在该求和节点处耦接在整流器的输出的负极与感应电阻1004之间以形成分压器以便在求和节点处出现电压vsum。图11A描述在呈现根据本发明实施例的磁变压器的情况下，在求和节点处电压vsum的示例电压波形1100，而图11B描述在呈现根据本发明实施例的电变压器的情况下，在求和节点处电压vsum的示例波形1150。如图11A和图11B所示，在存在磁变压器的情况下求和节点的频率响应具有比电变压器的频率低很多的频率。因此，频率检测器1008，其可以包括如本领域技术人员已知的、用于检测时段性信号的频率的任何合适系统、设备、或装置，可以确定在求和节点处的频率是否大于特定预定阈值频率，并且因此输出指示存在电变压器的变压器指示信号，或者可以确定在求和节点处的频率是否小于该相同或不同的预定阈值频率，并且因此输出指示存在磁变压器的变压器指示信号。
此外，在检测磁变压器的情况下，频率检测器1008也可以能够基于在相位之间的不同波形幅度确定在波形1100的相位之间的相位不平衡。基于该确定，电流控制模块918可以确定在每个相位中从磁变压器922汲取的电流并且校正该不平衡，如下面所描述。
再次回到图9，电流控制模块918可以从变压器检测模块914接收变压器指示信号，并且基于该信号，操作在多个兼容性操作模式的其中一个中，如在本发明中其他地方更详细描述。例如，如果变压器指示信号指示变压器922是磁变压器，那么电流控制模块918可以操作在磁变压器兼容性操作模式中。替代地，如果变压器指示信号指示变压器922是电变压器，那么电流控制模块918可以操作在电变压器兼容性操作模式中。
图12根据本发明实施例图示说明图9的示例照明系统900，其中细节图示说明用于操作在磁变压器兼容性操作模式中的电流控制模块918的示例部件。为了图示说明，虽然电流控制模块918可以包括用于操作在电变压器兼容性操作模式中的部件，但是这些部件没有描述在图12中。如图12所示，电流控制模块918可以包括时序控制电路1202，切相检测电路1204、以及驱动信号产生器1206。
时序控制电路1202可以是任何系统、设备、或装置，其配置为分析信号(例如变压器次级电压信号VS)以确定调光器902的输出信号的半线周期的时段。在一些实施例中，时序控制电路1202可以包括锁相环。在其他实施例中，时序控制电路1202可以包括延迟锁定环。时序控制电路1202可以发送指示半线周期的确定时段的信号Tperiod给切相检测电路1204。
切相检测电路1204可以包括任何系统、设备、或装置，其配置为分析信号(例如变压器次级电压信号VS)以确定调光器902的切相角的结束的估计发生，并且基于半线周期时段和切相角的结束的估计发生，产生信号，该信号指示半线周期的部分时段，在这部分时段中调光器902有效(例如，ON)。切相检测电路1204可以发送信号Tactive给驱动信号产生器1206，该信号Tactive指示半线周期时段的部分的信号，在这部分时段调光器902有效。例如，切相检测电路1204可以配置为至少基于确定变压器次级电压信号VS超过预定阈值幅度(例如，以便于检测类似于在图4中描述的时刻t1、t1’的时刻的发生)时所在的估计时刻来确定切相角的结束的估计发生。附加地或替代地，切相检测电路1204可以配置为至少基于确定变压器次级电压信号VS下降到预定阈值幅度以下(例如，以便于检测类似于在图4中描述的时刻t3、t3’的时刻的发生)时所在的估计时刻来确定切相角的结束的估计发生。附加地或替代地，切相检测电路1204可以配置为至少基于确定在其中变压器次级电压信号VS保持在预定阈值幅度以上时所在的估计连续时间时段来确定切相角的结束的估计发生。参考一个或多个阈值幅度的时间或时刻的该确定可以以任何合适的方式来执行，包括使用一个或多个比较器电路来确定阈值交叉点的发生。基于该阈值交叉点的估计发生的时序相对于由时序控制电路1202产生的信号周期性的进一步比较，切相检测电路1204也许能够确定部分半线周期时段，在该部分调光器902有效。
此外，驱动信号产生器1206可以基于由变压器检测模块确定的相位不平衡校正该相位不平衡以补偿从变压器922流过的不同幅度。
驱动信号产生器1206可以包括用于接收指示半线周期时段的部分的信号，在该部分调光器902有效的的任何系统、设备、或装置，并且基于该信号，产生指示将由灯942产生的光的强度的驱动信号，并且发送该驱动信号给灯942。在一些实施例中，驱动信号产生器1206可以配置为应用数学函数(例如，线性或多项式函数)来将指示调光器902有效时所在的半线周期时段的部分的信号转换成驱动信号。在其他实施例中，驱动信号1206可以包括查找表或其他相似数据结构，其中各种驱动信号电平由用于指示调光器902有效时所在的半线周期时段的部分的信号的值指示。
图13图示说明图9的示例照明系统900，其中细节图示说明用于操作在电变压器兼容性操作模式中的电流控制模块918的示例部件。图14根据本发明实施例描述与在图13中描述的照明系统900的相关的示例电压和电流图表。
为了图示说明，虽然电流控制模块918可以包括用于操作在磁变压器兼容性操作模式中的部件，但是这些部件没有描述在图13中。如图13所示，电流控制模块918可以包括后沿估计器1302，触发器事件估计器1304、模式控制器1306、以及累加器1308。
后沿估计器1302可以包括任何系统、设备、或装置，其配置为基于变压器次级信号VS的分析，预测调光器902的高阻状态的估计发生，高阻状态在调光器开始切相交流电压信号时(例如，在调光器902为后沿调光器时，为后沿)发生。因此，参考图14，后沿估计器1302可以预测或估计标记时刻t1和t4的发生。可以以任何合适方式预测高阻状态的估计发生，例如使用在2011年11月16日提交的并且发明名称为“具有调光器高阻预测的后沿调光器兼容性(Trailing Edge Dimmer Compatibility with Dimmer High ResistancePrediction)”的美国专利申请号No.13/298,002中公开的系统和方法，其为了所有目的以它的整体结合到本文。后沿估计器1302可以发送指示调光器902的高阻状态的估计发生的后沿估计信号给模式控制器1306。
触发器事件估计器1304可以包括任何系统、设备、或装置，其配置为基于变压器次级信号VS的分析，预测电变压器的触发器事件的估计发生，触发器事件对应于调光器902的输出电压的上升。因此，参考图14，触发器事件估计器1304可以预测或估计标记时刻t0和t3的发生。在一些实施例中，触发器事件估计器1304可以通过确定电压VS超过阈值触发器电压vTRIG时所在的时刻，来预测触发器事件的估计发生。参考阈值触发器电压vTRIG的时间或时刻的该确定可以以任何合适的方式来执行，包括使用一个或多个比较器电路来确定阈值交叉点的发生。触发器事件估计器1304可以发送指示触发器事件的估计发生的触发器事件估计信号给模式控制器1306。
模式控制器1306可以包括任何系统、设备、或装置，其配置来基于从后沿估计器1302发送的后沿估计信号、从触发器事件估计器1304发送的触发器事件估计信号、和/或从累加器1308发送的累加误差信号，产生模式选择信号以便选择用于灯942的特定模式。例如，如由在图14上的用于灯942的电流iLOAD的波形所示，基于调光器902的控制设置，模式控制器1306可以导致电流控制模块918(并且因此灯942)从以在大电流模式开始时刻tHC开始到大约调光器902的高阻状态的估计发生(例如，时刻t2或t5，一旦电压VS已经下降到零)结束的时段在大电流模式下操作。调光器902的该控制设置因此基于如由后沿估计信号指示的调光器902的高阻状态的估计发生和如由后沿估计信号指示的触发器事件的估计发生来估计。模式控制器1306可以基于从累加器1308发送的累加误差信号确定大电流模式开始时刻tHC以便校正在电压VS的之前发生周期中输送到灯942的能量的量的误差，如在本下面更详细描述的。
作为另一个示例，基于如由后沿估计信号指示的调光器902的高阻状态的估计发生和如由触发器事件估计信号指示的触发器事件的估计发生，模式控制器1306可以导致电流控制模块918(并且因此灯942)从以大约调光器902的高阻状态的估计发生(例如，时刻t2或t5)开始到在后续触发器事件时刻tTRIG结束的时段在低阻抗模式下操作。在该低阻抗模式期间，调光器902和变压器922的输出电压可以保持为较小以便允许调光器902复位用于它的下一个切相周期。
作为另一个示例，基于如由后沿估计信号指示的触发器事件的估计发生，模式控制器1306可以导致电流控制模块918(并且因此灯942)在从触发器事件时刻tTRIG开始到在发生于时刻tHC的后续大电流模式的开始处结束的时段操作在高阻抗模式中。
因此，模式控制器1306可以基于从后沿估计器1302发送的后沿估计信号、从触发器事件估计器1304发送的触发器事件估计信号、和/或从累加器1308发送的累加误差信号，连续性地和周期性地在大电流模式、低阻抗模式和高阻抗模式下操作。
模式控制器1306可以附加地配置为在大电流模式中的每个特定操作期间，确定在大电流模式的特定操作期间输送到灯942的能量的目标量。在一些实施例中，该能量的目标量的基础可以是调光器902的控制设置，并且可以通过计算大电流模式与高阻抗模式的集合持续时间进行该控制设置的估计。此外，模式控制器1306可以配置为在大电流模式的特定操作期间确定实际输送到灯942的能量的估计输送量。在一些实施例中，该能量的估计输送量可以基于大电流模式的持续时间来计算。此外，模式控制器1306可以配置为基于在能量的目标量与能量的估计输送量之间的差值来计算误差，并且基于该误差计算到累加器1308的误差信号。
累加器1308可以包括任何系统、设备、或装置，其配置为基于从模式控制器1306发送的误差信号，计算在大电流模式中的多个前述操作期间累积的累积误差，并且发送累积误差信号给模式控制器1306指示该累积误差。如上所讨论，该累积误差信号可以由模式控制器1306使用来确定大电流模式的持续时间(例如，大电流模式开始时刻tHC可以调制为累积误差的函数)。因此，在大电流模式的一个或多个后续操作中，可以通过改变大电流模式的持续时间，完全或部分地校正在大电流模式中的一个或多个操作期间累积的误差。
除了改变大电流模式的持续时间，模式控制器1306可以通过导致在大电流模式中的特定操作的持续时间在触发器事件的估计发生处开始来校正误差，如在图14中的脉冲1402所示。在大电流模式中具有该持续时间的操作可以称为“探针事件”。在一些实施例中，对于大电流模式的每第n个操作，模式控制器1306可以导致探针事件发生，其中n是正整数。在具体实施例中，n可以是奇数正整数。当探针事件发生，模式控制器1306可以消除高阻抗模式，其否则可能会紧接包括探针事件的前述大电流模式发生。
图15根据本发明实施例图示说明用于确保在灯与由调光器驱动的变压器之间的兼容性的示例方法1500的流程图。根据一些实施例，方法1500可以在步骤1502开始。如上面注意到，本发明的教导可以实施在照明系统900的各种配置中。同样，方法1500的优选初始点和包括方法1500的步骤的顺序可以取决于选择的实施例。
在步骤1502，控制器912可以确定变压器922的变压器类型。控制器912可以基于变压器922的次级电压信号(例如，VS)的振荡频率作出该确定，如在本发明其他地方所描述的。如果控制器912确定变压器922为磁变压器，那么方法1500可以前进到步骤1504。否则，如果控制器912确定变压器922为电变压器，那么方法1500可以前进到步骤1510。
在步骤1504，控制器912可以分析变压器922的次级的电压信号以确定调光器920的输出信号的半线周期的时段。在一些实施例中，该确定可以由时序控制电路(例如，锁相环或延迟锁定环)作出。
在步骤1506，控制器912可以分析变压器922的次级的电压信号以确定调光器902的切相角的结束的估计发生。控制器912可以至少基于如下来确定切相角的结束的估计发生：(a)确定变压器922的次级的电压超过预定阈值幅度时所在的估计时刻；(b)确定变压器922的电压在那时下降到该相同或不同预定阈值幅度以下时所在的估计时刻；和/或(c)确定磁变压器次级信号大于该相同或不同预定阈值幅度时所在的时段的估计部分。
在步骤1508，控制器912可以基于所述时段和所述切相角的结束的估计发生，产生到灯942的驱动信号，驱动信号指示将由灯942产生的光的强度。在完成步骤1508之后，方法1500可以返回步骤1504，并且步骤1504到步骤1508可以无限地重复。
在步骤1510，控制器912可以确定在大电流模式中的后续操作是否为探针事件。对于在大电流模式中的每第n个操作，可以发生该探针事件，其中n是正整数，并且在一些实施例中，是奇数正整数。如果在大电流模式中的后续操作是探针事件，方法1500可以前进到步骤1514，在那里在大电流模式中的操作时段可以从触发器事件的后续估计发生运行到调光器920的高阻状态的后续估计发生。否则，如果在大电流模式中的后续操作不是探针事件，那么方法1500可以前进到步骤1512。
在步骤1512，从大约后续触发器事件的估计发生到后续大电流模式的开始，控制器912可以操作在高阻抗模式中。
在步骤1514，紧接在低阻抗模式的发生之前，控制器912可以在大电流模式下持续操作一时间时段。该时间时段的基础是调光器902的控制设置，并且调光器902的该控制设置可以基于如由后沿估计信号指示的调光器902的高阻状态的估计发生和如由后沿估计信号指示的触发器事件的估计发生来估计。模式控制器1306可以基于从累加器1308发送的累加误差来确定大电流模式的时间时段，以便校正在步骤1510到步骤1522的之前发生的周期中输送到灯942的能量的量的误差，如在本发明的其他地方更详细描述的。
在步骤1516，控制器912可以计算在步骤1514发生的大电流模式的操作的误差。该误差可以计算为在大电流模式下的操作期间将被输送到灯942的能量的目标量与在大电流模式中的操作期间实际输送到灯942的能量的估计输送量之间的差值。能量的目标量的基础可以是调光器902的控制设置，该控制设置可以基于触发器事件的估计发生和调光器902的高阻状态的估计发生之间的时间时段来估计。输送能量的估计量可以基于大电流模式的时间时段来估计。控制器912可以将该计算的误差加到代表来自在大电流模式中的之前操作的误差集合的累计误差。该累计误差可以由控制器912使用来确定在大电流模式中的后续操作的时间时段。
在步骤1518，控制器912可以基于变压器922的次级的电压信号的分析来预测调光器902的高阻状态的估计发生(例如，当调光器920在它的输入处开始切相交流电压信号)。
在步骤1520，从大约调光器902的高阻状态的估计发生到大约后续触发器事件的估计发生，控制器912可以操作在低阻抗模式中。
在步骤1522，控制器912可以预测变压器922的触发器事件的估计发生，触发器事件对应于调光器902的输出电压的上升。在完成步骤1522之后，方法1500可以再次前进到步骤1510，并且步骤1510到步骤1522可以无限地重复。
虽然图15公开了相对于方法1500采取的特定数量的步骤，但是可以用比在图15中所描述的步骤的更多或更少的步骤来执行方法1500。此外，虽然图15公开了相对于方法1500采取的某种步骤顺序，但是可以以任何合适的顺序完成包括方法1500的步骤。
方法1500可以通过使用控制器912或任何其他可操作来实施方法1500的系统来实施。在某些实施例中，方法1500可以部分或完全在实施在计算机可读介质中的软件和/或硬件中实施。
当在本文中使用，当两个或更多元件称为互相“耦接”时，该术语指示，该两个或更多元件处于电连接，不管是否具有间接或直接连接的介入元件。
本发明包括本领域普通技术人员将会理解的对这里的示例性实施例的所有改变、替换、变动、变更和修改。类似地，在适当情况下，所附权利要求包括本领域普通技术人员将会理解的对这里的示例性实施例的所有改变、替换、变动、变更和修改。此外，所附权利要求中对适用于、布置成、能够、配置成、使能够、可操作来或者可运作来执行特定功能的设备或系统或者设备或系统的组件的提及包括该设备、系统、组件，不管其或者特定功能是否被激活、开启或者解锁，只要该设备、系统或者组件是这样适配、布置、能够、配置、使能够、可操作或者可运作即可。
在此陈述的所有实施例和条件化语言都出于展示目的，旨在帮助读者理解本发明人为促进本领域而贡献的本发明和概念，并且应视为不限于这种具体陈述的实施例和条件。尽管已经详细描述了本发明的实施方式，但应当明白，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种变化、替代以及改变。

Claims (28)

1.一种控制装置，包括：
控制器，以提供在负载与由后沿调光器驱动的电变压器的次级线圈之间的兼容性，其中所述控制器配置为：
基于电变压器次级信号(VS)预测所述后沿调光器的高阻状态的估计发生，其中所述高阻状态在所述后沿调光器开始相切交流电压信号时发生；以及在所述高阻状态的估计发生之前在大电流模式下持续操作一时段时间，其中该大电流模式是能量被输送到灯(942)的操作期间；
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)；以及
紧接在所述触发器事件时刻(tTRIG)之后并且紧接在所述大电流模式之前在高阻抗模式下操作。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器配置为：
紧接在所述高阻状态的估计发生之前在大电流模式下持续操作一时段时间，
还配置为紧接在所述高阻状态的估计发生之后并在后续所述触发器事件时刻(tTRIG)之前在低阻抗模式下操作。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器还配置为：
在基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)中，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)。
4.根据权利要求3所述的装置，其中所述控制器还配置为每一个周期中按顺序并且循环地在所述高阻抗模式、所述大电流模式、以及低阻抗模式下操作。
5.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器还配置为确定在所述大电流模式下的操作期间准备输送到所述负载的能量的目标量，所述目标量是基于所述调光器的控制设置。
6.根据权利要求5所述的装置，其中所述控制器还配置为：
确定在所述大电流模式下的操作期间实际输送到所述负载的能量的估计输送量；
基于在所述能量的目标量与所述能量的估计输送量之间的差值计算误差；以及
在所述大电流模式下的操作之后发生的在大电流模式下的一个或多个后续的操作中，确定在所述大电流模式下的后续操作期间准备输送到所述负载的能量的第二目标量，所述能量的第二目标量是基于所述误差和所述调光器的控制设置。
7.根据权利要求5所述的装置，其中所述控制器还配置为：
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)；
紧接在所述触发器事件时刻(tTRIG)之后并且紧接在所述大电流模式之前在高阻抗模式下操作；以及
基于所述大电流模式和所述高阻抗模式的合计持续时间估计所述调光器的控制设置。
8.根据权利要求5所述的装置，其中所述控制器还配置为，对于每第n个所述大电流模式的操作：
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)；以及
从所述触发器事件时刻(tTRIG)到所述高阻状态的估计发生在所述大电流模式下操作。
9.根据权利要求8所述的装置，其中n是奇数正整数。
10.根据权利要求1所述的装置，其中所述时段时间是基于所述调光器的控制设置。
11.根据权利要求10所述的装置，其中所述控制器还配置为：
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)；
在从所述触发器事件时刻(tTRIG)开始到发生于大电流模式开始时刻(tHC)的所述大电流模式的开始处结束的时段操作在高阻抗模式中；以及
基于所述大电流模式和所述高阻抗模式的合计持续时间估计所述调光器的控制设置。
12.根据权利要求1所述的装置，其中所述负载包括灯。
13.根据权利要求12所述的装置，其中所述灯包括发光二极管灯。
14.根据权利要求12所述的装置，其中所述灯包括具有多层面反射器形态因子的灯。
15.一种用于提供在负载与由后沿调光器驱动的电变压器的次级线圈之间的兼容性方法，包括：
基于电变压器次级信号预测所述后沿调光器的高阻状态的估计发生，其中所述高阻状态在所述后沿调光器开始相切交流电压信号时发生；以及
紧接在所述高阻状态的估计发生之前在大电流模式下持续操作一时段时间，其中该大电流模式是能量被输送到灯(942)的操作期间；
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)；以及
在从所述触发器事件时刻(tTRIG)之后并且紧接在所述大电流模式之前在高阻抗模式下操作。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括紧接在所述高阻状态的估计发生之后并在后续所述触发器事件时刻(tTRIG)之前在低阻抗模式下操作。
17.根据权利要求15所述的方法，其中：
在基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)中，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括每一个周期中按顺序并且循环地在所述高阻抗模式、所述大电流模式、以及低阻抗模式下操作。
19.根据权利要求15所述的方法，还包括确定在所述大电流模式中的操作期间准备输送到所述负载的能量的目标量，所述目标量是基于所述调光器的控制设置。
20.根据权利要求19所述的方法，还包括：
确定在所述大电流模式下的操作期间实际输送到所述负载的能量的估计输送量；
基于在所述能量的目标量与所述能量的估计输送量之间的差值计算误差；以及
在所述大电流模式下的操作之后发生的在大电流模式下的一个或多个后续的操作中，确定在所述大电流模式下的后续操作期间准备输送到所述负载的能量的第二目标量，所述能量的第二目标量是基于所述误差和所述调光器的控制设置。
21.根据权利要求19所述的方法，还包括：
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)；
紧接在所述触发器事件时刻(tTRIG)之后并且紧接在所述大电流模式之前在高阻抗模式下操作；以及
基于所述大电流模式和所述高阻抗模式的合计持续时间估计所述调光器的控制设置。
22.根据权利要求19所述的方法，对于每第n个所述大电流模式的操作，还包括：
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)；以及
从所述触发器事件时刻(tTRIG)到所述高阻状态的估计发生在所述大电流模式下操作。
23.根据权利要求22所述的方法，其中n是奇数正整数。
24.根据权利要求15所述的方法，其中所述时段时间是基于所述调光器的控制设置。
25.根据权利要求24所述的方法，还包括：
基于所述电变压器次级信号预测所述电变压器的触发器事件时刻(tTRIG)，所述触发器事件对应于所述调光器的输出电压的上升超过阈值触发器电压(VTRIG)；
在从所述触发器事件时刻(tTRIG)开始到在发生于大电流模式开始时刻(tHC)的后续所述大电流模式的开始处结束的时段操作在高阻抗模式中；以及基于所述大电流模式和所述高阻抗模式的合计持续时间估计所述调光器的控制设置值。
26.根据权利要求15所述的方法，其中所述负载包括灯。
27.根据权利要求26所述的方法，其中所述灯包括发光二极管灯。
28.根据权利要求26所述的方法，其中所述灯包括多层面反射器形态因子。
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