CN104581759A - 无线接入网系统的接收信号码功率rscp的测量方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量方法及装置，其中，方法包括：获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。本发明的方案通过实际导频序列的功率分量和噪声功率来估计接收信号码功率RSCP，在大频偏场景中，可以获得大约1dB的改善，相比于不同传输功率水平下的理论值而言，具有更小的损失。

Description

无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，特别是指一种用于高速铁路无线接入网系统（TD-SCDMA系统）的RSCP（Received Signal Code Power，接收信号码功率）的测量方法及装置。

背景技术

众所周知，对于移动通信系统来说，测量是必不可少的，而在所有的测量项中，RSCP是最重要的一项。它是确定很多物理层过程（例如切换以及小区选择/重选）的因素。

对于TD-SCDMA系统来说，RSCP通过P-CCPCH（主公共控制物理信道）的码功率来计算，P-CCPCH被定位成用于最先两个TS#0物理码道。理论上，对于线性系统来说，导频序列的码功率和信道估计结果的功率是相同的。因此，在实现过程中，通过P-CCPCH的最先两个码（code）的信道估计结果可以计算出RSCP测量结果。

另一方面，对于TD-SCDMA来说，由于上行链路和下行链路具有相同的载频，当UE处于诸如切换或小区选择等状态下时，将会经历由多普勒频移引起的两次频率偏移。例如，当车辆速度为500km/h时,TD-SCDMA的频率偏移大约为925Hz，而需要考虑的、用于切换的频率偏移大约为1850Hz。仿真结果表明，这会明显地影响信道估计结果，从而影响RSCP测量结果。

现有的RSCP测量方法是基于初始信道估计结果和去噪后的信道估计结果进行的。一般地，RSCP测量常用的方法如下所示。

1）将RSCP测量的输出限定为初始信道估计结果和去噪后的信道估计结果。

图1是在VA120信道下初始信道估计结果曲线的示例，而图2是在VA120信道下去噪后信道估计结果曲线的示例。该去噪后的信道估计结果是在对初始信道估计结果去噪后得到的信道估计结果。

2)将初始信道估计结果限定为Hini＝{hini(0),hini(1),...,hini(len-1)}，并且将去噪后的信道估计结果限定为：

Hmic＝{hmic(0),hmic(1),...,hmic(len-1)}；

其中，len表示一个窗口的长度。

3）利用Hmic计算有效信道估计路径数

其中，|.|表示求范数。

4）计算Hini和Hmic的功率和。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{PowerSumHini}=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{len}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{Hini}\left(i\right)\right|}^2\\ \mathrm{PowerSumHmic}=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{len}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{Hmic}\left(i\right)\right|}^2\end{array}\right.---\left(2\right)$

5）计算干扰

interference＝((PowerSumHini-PowerSumHmic)/(len-PathNum))*len    (3)

6）计算RSCP值。

RSCP＝PowerSumHmic-interference/len*PathNum               (4)

频率偏移对信道估计的影响可以由以下函数表示：

$\hat{h}=\frac{\sin (128\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{off}}/\mathrm{fs})}{128\sin (\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{off}}/\mathrm{fs})}h$

其中，fs表示采样率，为1280000Hz。该公式可以通过一系列的FFT计算得到。

考虑到频率偏移f_off=1.8KHZ，RSCP结果可以通过以下公式粗略地进行估计：

$\begin{array}{c}{\mathrm{RSCP}}^{\′}=10\log {\left|\tilde{h}\right|}^2\\ =10\log {\left|\frac{\sin (128\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{off}}/\mathrm{fs})}{128\sin (\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{off}}/\mathrm{fs})}\right|}^2+\mathrm{RSCP}\\ =\mathrm{RSCP}-1.3\left(\mathrm{dB}\right)\end{array}---\left(5\right)$

这意味着当速度为500Km/h时，RSCP测量值将会降低大约1.3dB。

在实际的高速铁路中，信道不能被视作理想的Rice信道。典型的信道配置为，K因子为9，Ior/Ioc为15dB。考虑到这些因素，可以发现在最坏的情况下实际的RSCP值可能降低2.5dB，这会很明显地影响切换过程。

发明内容

本发明提出了一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量方法及装置，不需要通过信道估计窗的功率直接计算RSCP。

本发明的实施例的技术方案如下：

一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量方法，包括：

获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；

根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。

其中，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量的步骤包括：

根据所述导频序列的接收码功率，获取所述导频序列的功率分量。

其中，通过公式： $p_{\mathrm{Midamble}}={\left|\mathrm{RM}\right|}^2-{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^k{\mathrm{RM}}_k^2$ 获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率；

RM_k＝IFFT[FFT(h_k)×FFT(RM_k)]；

h(.)表示属于相关干扰用户的信道冲激响应CIR；

rm(.)表示本地导频序列；

FFT表示快速傅氏变换；

IFFT表示快速傅氏变换的反变换。

其中，通过公式p_Midamble＝|RM|²获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率。

其中，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的噪声功率估计值的步骤包括：

使用初始信道估计h′，计算噪声功率；

根据所述噪声功率，得到噪声功率估计值n_estimated；

其中，h′是干扰消除前目标用户的信道估计。

其中，根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果的步骤包括：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-n_estimated计算初始RSCP测量结果；

其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值。

其中，噪声功率的估计值可以表示为：n_estimated＝n+n′；

其中，n表示实际的噪声功率水平，n′表示估计误差。

其中，n′的值随着信噪比SNR值的变化而改变，当SNR变大，n′的值变小。

其中，根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果的步骤包括：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-α.n_estimated得到接收信号码功率RSCP的测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值，α为通过历史信噪比SNR估计值确定的因子。

其中，

$\mathrm{\α}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+T}$

其中，T是通过现场测试确定的目标信噪比SNR结果。

本发明的实施例还提供一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量装置，包括：

获取模块，用于获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；

处理模块，用于根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。

其中，所述获取模块根据所述导频序列的接收码功率，获取所述导频序列的功率分量。

其中，所述获取模块使用初始信道估计h′，计算噪声功率，并根据所述噪声功率，得到噪声功率估计值n_estimated；其中，h′是干扰消除前目标用户的信道估计。

其中，所述处理模块通过公式：RSCP＝p_Midamble-n_estimated计算初始RSCP测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值；或者通过公式：RSCP＝p_Midamble-α.n_estimated得到接收信号码功率RSCP的测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值，α为通过历史信噪比SNR估计值确定的因子。

本发明的实施例具有如下有益效果：

本发明的上述技术方案通过实际导频序列的功率分量和噪声功率来估计接收信号码功率RSCP，在大频偏场景中，可以获得大约1dB的改善，相比于不同传输功率水平下的理论值而言，具有更小的损失。

附图说明

图1表示现有技术中VA120信道下初始信道估计结果曲线示例图；

图2表示现有技术中VA120信道下去噪后信道估计结果曲线示例图；

图3表示本发明的接收信号码功率RSCP的测量方法流程示意图；

图4-7表示本发明的仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

众所周知，为了确保高速铁路的通信网络质量，在某种程度上，对于TD-SCDMA高速网络来说，传输功率应该大于-90dBm。因此，噪声功率远低于实际信号的功率。相对于实际信号码功率来说，首先对噪声进行估计更加容易。

对于具有信道衰落和大频率偏移特性的高速铁路信道来说，采用现有技术中的方法，RSCP值会很明显地受到影响。为了避免这种影响，本发明提出一种新的RSCP测量方法，基本思想是通过实际导频序列功率和噪声功率来估计RSCP。

如图3所示，一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量方法，包括：

步骤11，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；

步骤12，根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。

本发明的上述实施例通过实际导频序列的功率分量和噪声功率来估计接收信号码功率RSCP，在大频偏场景中，可以获得大约1dB的改善，相比于不同传输功率水平下的理论值而言，具有更小的损失。

其中，在本发明一具体实施例中，上述步骤11中，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量的步骤包括：

根据所述导频序列的接收码功率，获取所述导频序列的功率分量。

具体的，可以通过公式：

$p_{\mathrm{Midamble}}={\left|\mathrm{RM}\right|}^2-{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^k{\mathrm{RM}}_k^2$ 获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率；

RM_k＝IFFT[FFT(h_k)×FFT(RM_k)]；

h(.)表示属于相关干扰用户的信道冲激响应CIR；

rm(.)表示本地导频序列；

FFT表示快速傅氏变换；

IFFT表示快速傅氏变换的反变换。

应当注意的是，与其他网络相比，高速铁路网络的干扰情况更为简单，这是因为在高速铁路场景下应当避免出现同频小区。因此，对于大多数情况来说，可以使用以下公式进行计算：

通过公式p_Midamble＝|RM|²获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率。

在本发明的又一具体实施例中，上述步骤11中，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的噪声功率估计值的步骤包括：

使用初始信道估计h′，计算噪声功率；

根据所述噪声功率，得到噪声功率估计值n_estimated；

其中，h′是干扰消除前目标用户的信道估计。

具体来讲，噪声功率计算方法如下：

使用初始信道估计h′计算噪声功率σ²，所述初始信道估计h′是干扰消除前目标用户的信道估计。计算过程如下：

首先，确定h′的每个抽头功率的阶（order），并且求出新向量h″，所述向量表示为：

h″＝(h″₁h″₂…h″₁₂₇h″₁₂₈),|h″₁|²≤|h″₂|²≤…≤|h″₁₂₈|²

其次，从h″中选择L_n0个最低功率抽头，以得到新向量并计算出初始噪声功率

${\stackrel{\‾}{N}}_0=(h_1^{\′\′}{h}_2^{\′\′}\·\·\·h_{L_{n0}-1}^{\′\′}{h}_{L_{n0}}^{\′\′})$

${\mathrm{\σ}}_{0,\mathrm{AGC}}^2=\frac{P}{D\·L_{n0}}{\stackrel{\‾}{N}}_0{{\stackrel{\‾}{N}}_0}^H$

$D=\underset{l=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{m}}_i{e}^{-j2\mathrm{\πli}/p}}\right|}^2=\underset{l=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{\mathrm{fft}{\left(\stackrel{\‾}{m}\right)}_l}\right|}^{\text{2}}$

其中，L_n0为预定参数，建议设置为64，为基本训练序列，P为基本训练序列的长度且P=128；

最后，使用估计的噪声功率计算噪声阀值并且求出最终的噪声功率。

${\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{CHE}}^2=\frac{{\mathrm{\σ}}_{0,\mathrm{AGC}}^2}{P}\·\left(\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{CHE}}^2}{\mathrm{\β}}\right)$

${\stackrel{\&OverBar;}{N}}_i=\left\{\begin{array}{c}{h}_i^{\&prime;\&prime;},{\left|h_i^{\&prime;\&prime;}\right|}^2<{\mathrm{\&Gamma;}}_{\mathrm{CHE}}^2\\ \begin{array}{cc}0,& \mathrm{others}\end{array}\begin{array}{c}\\ \end{array}\end{array}\right.i=1,...,128$

${\mathrm{\&sigma;}}^2=\frac{P}{D\&CenterDot;L_n}\stackrel{\&OverBar;}{N}{\stackrel{\&OverBar;}{N}}^H$

其中，L_n表示中非零抽头的数量，表示用于后处理的信噪比阀值，β表示调整参数，并且根据理论分析和仿真测试，建议设置为16。

在本发明的又一实施例中，上述步骤12包括：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-n_estimated计算初始RSCP测量结果；

其中，p_midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值

其中，噪声功率的估计值可以表示为：n_estimated＝n+n′；

其中，n表示实际的噪声功率水平，n′表示估计误差。n′的值随着信噪比SNR值的变化而改变，当SNR变大，n′的值变小。

考虑到来自大频偏的p_Midamble的影响，可以得出：

$\begin{array}{c}{\left|\mathrm{RM}\right|}^2=\underset{n=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{|\mathrm{rm}\left(n\right)\&times;\exp ({j2\mathrm{PIf}}_{\mathrm{off}}n/\mathrm{fs})|}^2\\ =\underset{n=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2\end{array}$

可以发现，考虑到不等式p_Midamble＞n_estimated+10(dB)在大多数高速铁路场景中都成立，频率偏移对直接计算的信号功率毫无影响。

p_Midamble＞n_estimated+10(dB)

然后，可以得出这样一个结论，即本发明受频率偏移的影响很小。

在实现过程中，p_Midamble比n_estimated更容易估计，因此，通过这种算法可以获得更好的性能。

此外，为了在某些信号不能达到高速铁路网络计划要求的区域避免n_estimated估计误差的影响，根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果的步骤还可以采用如下公式实现：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-α.n_estimated得到接收信号码功率RSCP的测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值，α为通过历史信噪比SNR估计值确定的因子。

其中，

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+T}$

其中，T是通过现场测试确定的目标信噪比SNR结果。

在实际的高速铁路场景中，大多数情况下噪声功率水平非常低，因此该过程的影响非常小。该过程主要用于保护在实际高速信道情况中的某些盲区，即那些在一个很短的时间内信号变坏然后又恢复到正常水平的区域。

基于上述的描述，可以使用该公式来求出实际的噪声功率水平，如以下函数所示：

$f\left(x\right)=\frac{x}{x+T}$

1）当SNR足够大时，该值无限趋向1，则噪声功率水平足够好。

2）当SNR很小时，仿真结果表明，估计误差n'＞0的概率比较大，而且该值会随着SNR值的变化而改变。当SNR变大时，n'的值会变小。在实际情况中，可以使用一种保护策略以使实际的RSCP测量值只比初始结果稍大，从而保护盲区。在极端情况下，当SNR非常小，f(x)趋向于0，依然可以获得有效的RSCP结果。

3）参数T与实际的信道情况有关。其值可以通过相关的仿真实例获得。

本发明的上述实施例提出的RSCP测量方法，可以改善TD-SCDMA系统的高速信道的估计精度。通过直接计算接收导频序列的功率和噪声功率，与传统的算法相比，本发明可以获得更好的性能。图4-7的仿真结果表明，在大频偏场景中，可以获得大约1dB的改善，相比于不同传输功率水平下的理论值而言，其只有低于0.5dB的损失。

此外，本发明的上述方法适用于移动通信无线接入网系统，如TDD（TimeDivision Duplexing，时分双工），特别是TD-SDCMA（Time Division-SynchronousCode Division Multiple Access，时分同步码分多址）系统。当在高速场景中进行UE切换以及小区选择/重选时，本发明可以作为一种常用的测量RSCP的方法。

本发明的实施例还提供一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量装置，包括：

获取模块，用于获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；

处理模块，用于根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。

其中，所述获取模块根据所述导频序列的接收码功率，获取所述导频序列的功率分量。

具体的，可以通过公式：

$p_{\mathrm{Midamble}}={\left|\mathrm{RM}\right|}^2-{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=1}^k{\mathrm{RM}}_k^2$ 获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率；

RM_k＝IFFT[FFT(h_k)×FFT(RM_k)]；

h(.)表示属于相关干扰用户的信道冲激响应CIR；

rm(.)表示本地导频序列；

FFT表示快速傅氏变换；

IFFT表示快速傅氏变换的反变换。

上述获取模块也可以通过公式：p_Midamble＝|RM|²获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率。

所述获取模块使用初始信道估计h'，计算噪声功率，其中，h'是干扰消除前，目标用户的信道估计；并根据所述噪声功率，得到噪声功率估计值n_estimated。

具体的，可以采用上述方法实施例中相应的噪声功率估计值计算方法，得到噪声功率估计值。

其中，所述处理模块通过以下公式：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-n_estimated计算初始RSCP测量结果；

其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值；或者

RSCP＝p_Midamble-α.n_estimated得到接收信号码功率RSCP的测量结果；

其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值，α为通过历史信噪比SNR估计值确定的因子。

上述公式中，噪声功率的估计值可以表示为：n_estimated＝n+n′；其中，n表示实际的噪声功率水平，n′表示估计误差；

而，

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+T}$

其中，T是通过现场测试确定的目标信噪比SNR结果。

本发明的该装置实施例是与上述方法实施例相对应的装置，因此，上述方法实施例中的所有实现方式均适用于该装置的实施例中，也能达到相同的技术效果。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (14)

1.一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，包括：

获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；

根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。

2.根据权利要求1所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量的步骤包括：

根据所述导频序列的接收码功率，获取所述导频序列的功率分量。

3.根据权利要求2所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，

通过公式： $p_{\mathrm{Midamble}}={\left|\mathrm{RM}\right|}^2-{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=1}^k{\mathrm{RM}}_k^2$ 获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率；

RM_k＝IFFT[FFT(h_k)×FFT(RM_k)]；

h(.)表示属于相关干扰用户的信道冲激响应CIR；

rm(.)表示本地导频序列；

FFT表示快速傅氏变换；

IFFT表示快速傅氏变换的反变换。

4.根据权利要求2所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，

通过公式获得所述功率分量；

其中， ${\left|\mathrm{RM}\right|}^2={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^L{\left|\mathrm{rm}\left(n\right)\right|}^2$ 表示接收码功率。

5.根据权利要求1所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的噪声功率估计值的步骤包括：

使用初始信道估计h′，计算噪声功率；

根据所述噪声功率，得到噪声功率估计值n_estimated；

其中，h′是干扰消除前目标用户的信道估计。

6.根据权利要求1所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果的步骤包括：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-n_estimated计算初始RSCP测量结果；

其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值。

7.根据权利要求6所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，噪声功率的估计值可以表示为：n_estimated＝n+n′；

其中，n表示实际的噪声功率水平，n′表示估计误差。

8.根据权利要求7所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，n′的值随着信噪比SNR值的变化而改变，当SNR变大，n′的值变小。

9.根据权利要求1所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果的步骤包括：

通过公式：RSCP＝p_Midamble-α.n_estimated得到接收信号码功率RSCP的测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值，α为通过历史信噪比SNR估计值确定的因子。

10.根据权利要求9所述的接收信号码功率RSCP的测量方法，其特征在于，

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+T}$

其中，T是通过现场测试确定的目标信噪比SNR结果。

11.一种无线接入网系统的接收信号码功率RSCP的测量装置，其特征在于，包括：

获取模块，用于获取属于主公共控制物理信道P-CCPCH的导频序列的功率分量以及噪声功率估计值；

处理模块，用于根据所述功率分量以及所述噪声功率估计值，得到接收信号码功率RSCP的测量结果。

12.根据权利要求11所述的接收信号码功率RSCP的测量装置，其特征在于，所述获取模块根据所述导频序列的接收码功率，获取所述导频序列的功率分量。

13.根据权利要求11所述的接收信号码功率RSCP的测量装置，其特征在于，所述获取模块使用初始信道估计h′，计算噪声功率，并根据所述噪声功率，得到噪声功率估计值n_estimated；其中，h′是干扰消除前目标用户的信道估计。

14.根据权利要求11所述的接收信号码功率RSCP的测量装置，其特征在于，

所述处理模块通过公式：RSCP＝p_Midamble-n_estimated计算初始RSCP测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值；或者

通过公式：RSCP＝p_Midamble-α.n_estimated得到接收信号码功率RSCP的测量结果；其中，p_Midamble为功率分量，n_estimated为噪声功率估计值，α为通过历史信噪比SNR估计值确定的因子。