CN104578182A - 一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，包括低延时鲁棒下垂控制策略和基于虚拟复阻抗的电压电流双环。所述低延时鲁棒下垂控制策略包括：低延时快速功率计算方法、鲁棒下垂控制器和恢复机理。本发明方法针对低压微电网的多逆变器并联系统，用于提高逆变器输出功率对等效输出阻抗和线路阻抗的鲁棒性，解除线路阻抗与功率制衡关系，实现负荷功率按额定容量比精确分配，同时降低功率计算中引入的控制滞后，提高了系统的实时性与动态性。

Description

一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法

技术领域

本发明涉及新能源分布式发电领域，特别是一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法。

背景技术

随着化石能源的短缺及所带来的环境污染，分布式(distributed generation,DG)新能源发电因具有污染小，输配电损耗低，能源利用率高等优势，得到全球的广泛关注与应用。其中以逆变器为接口的DG单元构成的微电网，与大电网互为补充与支撑，是提高供电系统安全性与灵活性的有效方法。但微电网在孤岛运行时，因逆变器不具备类似同步发电机优良的外特性，将导致同种/不同容量等级逆变器的有功/无功功率难以精确分配，逆变器间存在基波环流，从而引起微电网孤岛运行时支撑频率和电压的波动，影响微电网高效稳定运行。因此，逆变器间的环流抑制和功率分配控制是亟需解决的问题。

无互联线并联结构的功率/下垂控制是实现逆变器并联的主要控制方法，在策略上模仿传统同步发电机的下垂特性，实现负荷功率精确分配，降低逆变器间基波环流。然而，传统的下垂方法存在三方面的不足，难以实现功率精确分配和环流抑制：(1)功率计算环节引起的控制滞后，将导致逆变器的输出功率跟踪负载变化的动态性能差，不利于并联系统的稳定性、实时性及可靠性；(2)因等效连接阻抗(为线路阻抗与逆变器输出阻抗之和)中阻性和感性成分不能忽略，输出有功与无功功率将存在耦合关系；(3)线路阻抗、逆变器结构参数及控制器类型对逆变器的及功率精确分配影响很大。对此， “虚拟阻抗”方法被引入到系统控制中，可将逆变器的输出阻抗设计呈阻性、感性或容性，不仅可以解除有功与无功功率的耦合，而且能够降低逆变器功率控制对线路阻抗、结构与设计参数的敏感性，最大限度地降低输出阻抗和线路阻抗差异对环流及功率分配的影响。但由于线路阻抗参数漂移和采集误差等因素，精确设计逆变器等效输出阻抗是非常苛刻的条件，且虚拟阻抗设计的好坏直接影响功率分配的精度，功率分配仍然对等效连接阻抗鲁棒性差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对上述现有技术的不足，提供一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，适用于多逆变器并联系统，所述多逆变器并联系统包括多个并联的逆变器；所述逆变器包括直流储能电容、与所述直流储能电容连接的逆变电路、LC滤波电路、锁相环电路、A/D采样电路、处理器、驱动保护电路，所述LC滤波器接入交流母线；所述所述A/D采样电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述处理器与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与交流母线连接；所述驱动保护电路驱动所述逆变电路；该方法为：

1)设每个工频周期共有N个采样点，在每个工频周期中，A/D采样电路分别采样各逆变器的输出电压u_oi(k)、输出电流i_oi(k)与i_Ci(k)，并将输出电压u_oi(k)和输出电流i_oi(k)送至处理器中进行处理，其中k为任一工频周期中的第k个采样点；

2)将逆变器输出电压u_oi(k)和输出电流i_oi(k)相乘，得到逆变器瞬时输出功率p_{inv_i}(k)；

3)令估测的瞬时输出功率为将与p_{inv_i}(k)相减得到误差e_i(k)；

4)利用最小均方自适应方法，计算第k时刻估测的逆变器输出的有功功率和无功功率为计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{P}}_i\left(k\right)={\mathrm{\μ}}_p\left[e_i\left(k\right)\right[1-\cos \left(2\mathrm{\ω}\frac{k}{N}T\right)]+{\hat{P}}_i(k-1)]\\ {\hat{Q}}_i\left(k\right)={\mathrm{\μ}}_q[e_i\left(k\right)\sin \left(2\mathrm{\ω}\frac{k}{L}T\right)+{\hat{Q}}_i(k-1)]\end{array}\right.;$

其中，T为工频周期，ω为交流母线电压的公共角频率；分别为第k-1时刻估测的逆变器输出的有功功率和无功功率；μ_p、μ_q分别为有功功率与无功功率控制参数；

5)将各逆变器的的输出有功功率P_i(k)、无功功率Q_i(k)近似于估测的有功功率有功功率

$\left\{\begin{array}{c}{P}_i\left(k\right)={\hat{P}}_i\left(k\right)\\ Q_i\left(k\right)={\hat{Q}}_i\left(k\right)\end{array}\right.$

6)利用上述步骤1)-5)计算得到各逆变器的输出有功功率P_i、无功功率Q_i，设计鲁棒下垂控制器，得到逆变器输出电压的有效值E_i、角频率ω_i；所述鲁棒下垂控制器为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_i={\mathrm{\ω}}_i^{*}+m_i(Q_{\mathrm{set}\_i}-Q_i)\\ {\stackrel{\·}{U}}_i={\stackrel{\·}{E}}_i^{*}-n_i(P_{\mathrm{set}\_i}-P_i)\\ E_i=E_i^{*}+{\∫}_t{\stackrel{\·}{U}}_i\mathrm{d\τ}\end{array}\right.$

其中，分别为第i台逆变器空载输出电压角频率和幅值参考值；ω_i为第i台逆变器输出电压的角频率；为第i台逆变器空载输出电压幅值的变化率，m_i、n_i为第i台逆变器输出电压频率和幅值变换率的下垂控制系数，稳态时设定为0；P_{set_i}和Q_{set_i}分别为第i台逆变器分配的有功功率和无功功率指定值；

7)由逆变器空载输出电压的有效值E_i、角频率ω_i合成参考电压

$u_{\mathrm{ri}}^{*}=E_i\sin \left({\mathrm{\ω}}_{i}t\right)$

8)引入虚拟复阻抗Z_V(s)，将参考电压减去线路电流与Z_V(s)的乘积，得到LC滤波电路电容电压参考值u_ri；并设计各逆变器的等效输出阻抗R_oi与各逆变器的额定容量成比例；

9)将u_ri与逆变器输出电压幅值u_oi进行比例谐振调节，得到LC滤波电容电路的参考值i_ri；

10)将电容电路的参考值i_ri与电容采样值i_ci进行比例调节，得到SPWM调制载波信号D_i；

11)将SPWM调制波信号D_i和三角载波进行双极性调制，得到全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，驱动全控型功率器件的开通与关断。

所述步骤3)中，估测的瞬时输出功率的计算公式为：

${\hat{p}}_{\mathrm{inv}\_i}\left(k\right)={\hat{p}}_i\left(k\right)+{\hat{q}}_i\left(k\right)={\hat{P}}_i(k-1)[1-\cos \left(2\mathrm{\ω}\frac{k}{N}T\right)]+{\hat{Q}}_i(k-1)\sin \left(2\mathrm{\ω}\frac{k}{N}T\right);$

所述步骤4)中，调节μ_p、μ_q可降低功率计算中引入的控制延时，提高系统实时性和动态性，逆变器输出功率估测值与实际计算值存在以下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\hat{P}}_i\left(s\right)}{P_i\left(s\right)}\≈\frac{1.5{\mathrm{\μ}}_p}{s+1.5{\mathrm{\μ}}_p}\\ \frac{{\hat{Q}}_i\left(s\right)}{Q_i\left(s\right)}\≈\frac{0.5{\mathrm{\μ}}_q}{s+0.5{\mathrm{\μ}}_q}\end{array}\right.$

上式中，s为拉普拉斯变化因子；调节μ_p、μ_q可降低功率计算中引入的控制延时，提高系统实时性和动态性，取μ_q＝3μ_p＝2000。

所述步骤6)中，鲁棒下垂控制器提高了逆变器输出功率对等效输出阻抗和线路阻抗的鲁棒性，解除了线路阻抗与功率制衡关系，输出的有功功率与等效输出阻抗的关系为：

$P_i=\frac{[(E_i^{*}-U_L)s-n_i{P}_{\mathrm{set}\_i}]U_L}{R_{\mathrm{eqi}}}\frac{1}{s}{(1-\frac{n_i{P}_i{U}_L}{R_{\mathrm{eqi}}}\frac{1}{s})}^{-1};$

该鲁棒功率下垂控制方法构造的积分环节提高了逆变器输出功率对等效输出阻抗和线路阻抗的鲁棒性，解除了线路阻抗与功率制衡关系。其中，U_L为交流母线电压。

所述步骤6)中，P_{set_i}的计算公式为：

$P_{\mathrm{set}\_i}=\∫-K_{\mathrm{set}}{P}_{R\_i}({\stackrel{\·}{E}}_i^{*}-{\stackrel{\·}{U}}_i)\mathrm{d\τ};$

其中，K_set为的恢复增益，P_{R_i}为第i台逆变器有功额定容量。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}({\stackrel{\·}{E}}_i^{*}-{\stackrel{\·}{U}}_i)=-n_i{K}_{\mathrm{set}}{P}_{R\_i}({\stackrel{\·}{E}}_i^{*}-{\stackrel{\·}{U}}_i),$ 以指数函数exp(t)衰减至0。

其中P_{set_i}(0)为第i台逆变器设置的初始有功功率指令值，△U_{i_max}≈5％U_L。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明解决了传统的功率下垂控制由于逆变器的等效输出阻抗和线路阻抗不一致，难以实现逆变器并联的功率精确分配和环流抑制，同时功率计算中带来了控制的滞后，不利于并联系统的稳定性、实时性的问题，提高了逆变器输出功率对等效连接阻抗的鲁棒性，解除了等效连接阻抗与功率制衡关系，实现了功率按容量比精确比例的分配，抑制了逆变器间的环流。同时，本发明的方法降低了功率计算引入的控制滞后，提高了系统的实时性与动态性。

附图说明

图1为本发明一实施例多逆变器并联系统结构框图；

图2为本发明一实施例低延时鲁棒功率下垂多环控制控制框图；

图3(a)为本发明一实施例鲁棒下垂控制阶段1示意图；

图3(b)为本发明一实施例鲁棒下垂控制阶段2示意图；

图4为本发明一实施例鲁棒下垂控制框图；

图5(a)为本发明一实施例额定容量2:1下逆变器1的实验结果；

图5(b)为本发明一实施例额定容量2:1下逆变器2的实验结果。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例多逆变器并联系统包括i(i＝1,2,3…)个逆变器。所述逆变器包括直流储能电容、逆变器电路、LC滤波电路、锁相环电路、A/D采样电路、处理器(DSP2812)、驱动保护电路，所述LC滤波器接入交流母线；所述所述A/D采样电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述处理器与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与交流母线连接；所述驱动保护电路驱动所述逆变电路。其中，K_i为逆变器#i的输出继电器，控制微源i的投切。为逆变器i输出电压，U_L∠0为孤岛运行时公共母线电压,为U_oi与U_L的相角差；Z_load为负载阻抗值；L_i为滤波电感的感抗；C_i为滤波电容；线路阻抗Z_linei＝R_linei+jX_linei，在低压线路中，线路电阻R_linei>>X_linei。

如图2所示，本发明一实施例针对逆变器输出的有功功率对系统等效连接阻抗鲁棒性差，且功率环存在较大延时造成系统动态性能较差等不足，本文提出了一种低延时鲁棒功率下垂多环控制策略。包括：低延时鲁棒功率下垂控制外环和基于虚拟复阻抗的电压电流内环。其中，电压环采用准谐振PR控制器，电流内环采用电容比例调节，i_c为滤波电容电流，K_pc为电流环比例系数。

引入虚拟复阻抗，将逆变器等效输出阻抗设计成纯阻性，可解除下垂控制器中有功/无功功率的耦合；进一步设计各逆变器的等效输出阻抗R_oi与各逆变器额定容量成比例，最大限度地降低输出阻抗和线路阻抗差异对环流和功 率分配的影响。

在此基础上，根据阻性逆变器的下垂特性，提出了一种低延时鲁棒功率下垂控制方法，将降低功率环计算中存在的延时，提高系统动态性能，同时解除有功功率和等效连接阻抗存在的耦合关系，提高功率比例分配精度。其中低延时鲁棒功率下垂器包括：低延时快速精确的功率计算方法和下垂控制策略。

本发明提出了一种平均功率的计算方法，实时估测逆变器输出的平均功率，降低功率计算过程中的延时，提高系统的实时性。

第i台逆变器输出的瞬时功率p_{inv_i}为：

其中P_i、Q_i分别为第i台逆变器输出有功与无功平均功率，U_0i、I_0i分别为其输出电压与电流的幅值。其中，瞬时功率分为顺时有功功率pi和瞬时无功功率q_i：

$\left\{\begin{array}{c}{p}_i\left(t\right)=P_i[1-\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)]\\ q_i\left(t\right)=Q_i\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---\left(2\right)$

根据式(1)，定义估测的瞬时功率为：

${\hat{p}}_{\mathrm{inv}\_i}\left(t\right)={\hat{p}}_i\left(t\right)+{\hat{q}}_i\left(t\right)={\hat{P}}_i[1-\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)]+{\hat{Q}}_i\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)---\left(3\right)$

上式中，分别为第i逆变器平均有功与无功功率的估测值。此时，瞬时功率的均方误差为：

$E_i(\hat{P},\hat{Q})=\frac{1}{2}{\left|\right|e_i\left|\right|}^2=\frac{1}{2}{\left|\right|p_{\mathrm{ins}\_i}\left(t\right)-{\hat{p}}_{\mathrm{ins}\_i}\left(t\right)\left|\right|}^2=\frac{1}{2}{[p_i\left(t\right)-{\hat{p}}_i\left(t\right)]}^2+\frac{1}{2}{[q_i\left(t\right)-{\hat{q}}_i\left(t\right)]}^2---\left(4\right)$

采用最小均方自适应算法可以减少预测功率与实际功率的误差，那么平均有功与无功功率估测值的偏导数为：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\stackrel{\·}{^}}{P}}_i=-{\mathrm{\μ}}_p\frac{\∂E_i(\hat{P},\hat{Q})}{\∂{\hat{P}}_i}={\mathrm{\μ}}_p{e}_{\mathrm{pi}}[1-\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)]\\ {\stackrel{\stackrel{\·}{^}}{Q}}_i=-{\mathrm{\μ}}_q\frac{\∂E_i(\hat{P},\hat{Q})}{\∂{\hat{Q}}_i}={\mathrm{\μ}}_q{e}_{\mathrm{qi}}\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

上式中，μ_p、μ_q分别为有功与无功功率控制参数，其中μ_p、μ_q为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\μ}}_p=p\left(t\right)-\hat{p}\left(t\right)\\ {\mathrm{\μ}}_q=q\left(t\right)-\hat{q}\left(t\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

联立式(4)、式(5)与式(6)，式(5)可等效成：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\stackrel{\·}{^}}{P}}_i={\mathrm{\μ}}_p(p_i-{\hat{p}}_i){[1-\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)]}^2=\frac{3}{2}{\mathrm{\μ}}_p(p_i-{\hat{p}}_i)[1-2\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)+\frac{1}{2}\cos \left(4\mathrm{\ωt}\right)]\\ {\stackrel{\stackrel{\·}{^}}{Q}}_i={\mathrm{\μ}}_q(q_i-{\hat{q}}_i){\sin }^2\left(2\mathrm{\ωt}\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_q(q_i-{\hat{q}}_i)[1-\frac{1}{2}\cos \left(4\mathrm{\ωt}\right)]\end{array}\right.---\left(7\right)$

式中，频率为2ωt和4ωt的分量通过积分器1/s将会被衰减，本发明不计该部分对实际功率与预测功率之间的影响。此时，根据式(7)，有：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\hat{P}}_i\left(s\right)}{P_i\left(s\right)}\≈\frac{1.5{\mathrm{\μ}}_p}{s+1.5{\mathrm{\μ}}_p}=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{p}s+1}\\ \frac{{\hat{Q}}_i\left(s\right)}{Q_i\left(s\right)}\≈\frac{0.5{\mathrm{\μ}}_q}{s+0.5{\mathrm{\μ}}_q}=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{q}s+1}\end{array}\right.---\left(8\right)$

上式中，τ_p、τ_q分别为有功与无功的时间常数，通过分别调节μ_p、μ_q的取值可实现对滞后程度的控制。且当τ_p、τ_q>0时，分别收敛于Pi(s)、Qi(s)，该部分工作于稳定状态。

由式(13)可知，控制参数μ_p、μ_q与时间常数τ_p、τ_q成倒数，较大的μ_p、μ_q可获得较小的τ_p、τ_q，此时系统动态响应快且延时小，能够更加快速精确地跟踪负荷功率变化；但过大的μ_p、μ_q会造成在跟踪平均功率的过程中出现超调量过大，不利于系统稳定。一般而言，式(8)中的调节时间t_s近似为时间常数τ_p,q的4倍，本文综合考虑系统性能，取估测功率值跟踪实际值的调节时间t_s＝1ms(远低于传统平均功率计算产生的延时)，其中μ_q＝3μ_p＝2000,一定程度上 提高系统实时性与稳定性。

图3为鲁棒下垂控制实现过程与原理示意图。逆变器实现负荷无功功率精确比例分配的条件是Q-f功率下垂部分具有积分环节1/s，使无功功率输出不受等效输出阻抗的影响，其中积分环节是由于功率角φ_i＝∫_tω_idτ构成的。同理，对有功功率控制环节可构造积分器1/s,提出了一种下垂控制方法，其中是逆变器输出电压幅值的变化率。下垂控制方法可实现有功功率输出不受等效输出阻抗的影响，实现负荷有功功率精确比例分配。其下垂控制方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_i={\stackrel{\·}{E}}_i^{*}-n_i(P_{\mathrm{set}\_i}-P_i)\\ E_i=E_i^{*}+{\∫}_t{\stackrel{\·}{U}}_i\mathrm{d\τ}\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中，为空载输出电压幅值E_i的变化率，n_i为的下垂系数，取调节稳态时趋于0，P_{set_i}为负载有功功率分配容量。

稳态时各逆变器输出有功功率恒定，必须设定为0，避免逆变器输出电压幅值波动而引起多逆变器间环流变大，造成系统不稳定运行。其中恢复机制被设计成：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{P}_{\mathrm{srt}\_i}=-K_{\mathrm{set}}{P}_{R\_i}({\stackrel{\·}{E}}_i^{*}-{\stackrel{\·}{U}}_i)---\left(10\right)$

上式中K_set为的恢复增益，P_{R_i}为第i台逆变器额定有功额定容量。

图3(a)和图3(b)阐述了所提下垂控制方法分两阶段实现，具体分析如下：

阶段1：负载有功功率按额定容量比精确分配机理。以两台逆变器并联为例，简化电路图如图1所示，并假定逆变器#1和#2的等效输出阻抗不与容量成反比，令R_eq1<R_eq2/k。t₀时刻负载有功功率P_{load_1}由逆变器#1(P₁(t₀))和#2(P₂(t₀))提供，在某时刻负载有功功率突增至P_{load_2}，逆变器#1的有功功率快速增长至P₁(t₁)以满足负荷所需有功功率，逆变器#2的有功功率因相对连接阻抗较大而 缓慢增长到P₂(t₁)。由图可知，且两者为负，电压同时下降。其中，逆变器#1输出的电压变化率大，输出电压幅值相对小，传送至负荷的有功功率逐渐变小；逆变器#2输出的电压变化率小，输出电压幅值相比较大，有功功率逐渐增加。最后在t₂时刻，逆变器#1和#2输出电压U₁和U₂的变化速率开始相同。

此时，联立式(9)可推导出：

n₁(P_{set_1}-P₁)＝n₂(P_{set_2}-P₂)＝…＝n_i(P_{set_i}-P_i) (11)

设计下垂系数：

n₁P_{set_1}＝n₂P_{set_2}＝…＝n_iP_{set_i}＝const (12)

把式(12)带入式(11)中可得：

$\frac{P_1}{P_{\mathrm{set}\_1}}=\frac{P_2}{P_{\mathrm{set}\_2}}=...=\frac{P_i}{P_{\mathrm{ste}\_i}}=\mathrm{const}---\left(13\right)$

同时，该策略下的有功功率表达式为：

$P_i=\frac{[(E_i^{*}-U_L)s-n_i{P}_{\mathrm{set}\_i}]U_L}{R_{\mathrm{eqi}}}\frac{1}{s}{(1-\frac{n_i{P}_i{U}_L}{R_{\mathrm{eqi}}}\frac{1}{s})}^{-1}---\left(14\right)$

由式(13)和式(14)可知，下垂控制使得有功功率的分配与等效连接阻抗解耦，即使各逆变器等效连接阻抗R_eqi存在偏差，各逆变器间也能实现输出的有功功率按负荷所需有功功率精确比例分配，具备较强的鲁棒性，提高了功率分配精度。

阶段2：恢复机理。阶段1中下垂控制为了消除有功功率偏差，造成逆变器#1和#2等微源输出电压变化率不为0，输出电压幅值不断变化，不利于微源稳定。因此，需要增加恢复机制使得

联立式(14)和式(15)可得：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}({\stackrel{\&CenterDot;}{E}}_i^{*}-{\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_i)=n_i\frac{d}{\mathrm{dt}}{P}_{\mathrm{set}\_i}=-n_i{K}_{\mathrm{set}}{P}_{R-i}({\stackrel{\&CenterDot;}{E}}_i^{*}-{\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_i)---\left(15\right)$

因此,有：

${\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_i\left(t\right)={\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_i\left(t_2\right)e^{-n_i{k}_{\mathrm{set}}{P}_{R\_i}(t-t_2)}---\left(16\right)$

据上式可知，t>t₂，以指数函数exp(t)衰减至0,如图3(b)所示。且当

[0090] n₁P_{R_1}＝n₂P_{R_2}＝…＝n_iP_{R_i}＝const (17)

各微源输出电压变化率始终相等，各逆变器间输出的有功功率始终按负荷所需有功功率精确比例分配。

图4为鲁棒下垂控制框图，根据图2中实施两阶段过程可以得到 鲁棒下垂控制实现方式。

图5为采用低延时鲁棒功率下垂多环控制下测得的单相实验波形和数据，有功和无功功率都近似按照额定容量比2:1分配，适用于不同容量的逆变器间功率分配，具备良好的功率分配精度与环流抑制性能，并对线路阻抗鲁棒性高，可应用于低压微电网多逆变器并联控制系统中。

Claims (7)

1.一种低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，适用于多逆变器并联系统，所述多逆变器并联系统包括多个并联的逆变器；所述逆变器包括直流储能电容、与所述直流储能电容连接的逆变电路、LC滤波电路、锁相环电路、A/D采样电路、处理器、驱动保护电路，所述LC滤波器接入交流母线；所述所述A/D采样电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述处理器与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与交流母线连接；所述驱动保护电路驱动所述逆变电路，其特征在于，该方法为：

1)设每个工频周期共有N个采样点，在每个工频周期中，A/D采样电路分别采样各逆变器的输出电压u_oi(k)、输出电流i_oi(k)与i_Ci(k)，并将输出电压u_oi(k)和输出电流i_oi(k)送至处理器中进行处理，其中k为任一工频周期中的第k个采样点；

2)将逆变器输出电压u_oi(k)和输出电流i_oi(k)相乘，得到逆变器瞬时输出功率p_{inv_i}(k)；

3)令估测的瞬时输出功率为将与p_{inv_i}(k)相减得到误差e_i(k)；

4)利用最小均方自适应方法，计算第k时刻估测的逆变器输出的有功功率和无功功率为计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{P}}_i\left(k\right)={\mathrm{\&mu;}}_p\left[e_i\left(k\right)\right[1-\cos \left(2\mathrm{\&omega;}\frac{k}{N}T\right)]+{\hat{P}}_i(k-1)]\\ {\hat{Q}}_i\left(k\right)={\mathrm{\&mu;}}_q[e_i\left(k\right)\sin \left(2\mathrm{\&omega;}\frac{k}{N}T\right)+{\hat{Q}}_i(k-1)]\end{array}\right.;$

其中，T为工频周期，ω为交流母线电压的公共角频率；分别为第k-1时刻估测的逆变器输出的有功功率和无功功率；μ_p、μ_q分别为有功功率与无功功率控制参数；

5)将各逆变器的的输出有功功率P_i(k)、无功功率Q_i(k)近似于估测的有功功率有功功率

$\left\{\begin{array}{c}{P}_i\left(k\right)={\hat{P}}_i\left(k\right)\\ Q_i\left(k\right)={\hat{Q}}_i\left(k\right)\end{array}\right.$

6)利用上述步骤1)-5)计算得到各逆变器的输出有功功率P_i、无功功率Q_i，设计鲁棒下垂控制器，得到逆变器输出电压的有效值E_i、角频率ω_i；所述鲁棒下垂控制器为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&omega;}}_i={\mathrm{\&omega;}}_i^{*}+m_i(Q_{\mathrm{set}\_i}-Q_i)\\ {\stackrel{.}{U}}_i={\stackrel{.}{E}}_i^{*}-n_i(P_{\mathrm{set}\_i}+P_i)\\ E_i=E_i^{*}+{\&Integral;}_t{\stackrel{.}{U}}_i\mathrm{d\&tau;}\end{array}\right.$

其中，分别为第i台逆变器空载输出电压角频率和幅值参考值；ω_i为第i台逆变器输出电压的角频率；为第i台逆变器空载输出电压幅值的变化率，m_i、n_i为第i台逆变器输出电压频率和幅值变换率的下垂控制系数，稳态时设定为0；P_{set_i}和Q_{set_i}分别为第i台逆变器分配的有功功率和无功功率指定值；

7)由逆变器空载输出电压的有效值E_i、角频率ω_i合成参考电压

$u_{\mathrm{ri}}^{*}=E_i\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{i}t\right)$

8)引入虚拟复阻抗Z_V(s)，将参考电压减去线路电流与Z_V(s)的乘积，得到LC滤波电路电容电压参考值u_ri；并设计各逆变器的等效输出阻抗R_oi与各逆变器的额定容量成比例；

9)将u_ri与逆变器输出电压幅值u_oi进行比例谐振调节，得到LC滤波电容电路的参考值i_ri；2 -->

10)将电容电路的参考值i_ri与电容采样值i_ci进行比例调节，得到SPWM调制载波信号D_i；

11)将SPWM调制波信号D_i和三角载波进行双极性调制，得到全控型功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，驱动全控型功率器件的开通与关断。

2.根据权利要求1所述的低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，其特征在于，所述步骤3)中，估测的瞬时输出功率的计算公式为：

${\hat{p}}_{\mathrm{inv}\_i}\left(k\right)={\hat{p}}_i\left(k\right)+{\hat{q}}_i\left(k\right)={\hat{P}}_i(k-1)[1-\cos \left(2\mathrm{\&omega;}\frac{k}{N}T\right)]+{\hat{Q}}_i(k-1)\sin \left(2\mathrm{\&omega;}\frac{k}{N}T\right);$

3.根据权利要求1所述的低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，其特征在于，所述步骤4)中，逆变器输出功率估测值与实际计算值存在以下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\hat{P}}_i\left(s\right)}{P_i\left(s\right)}\&ap;\frac{1.5{\mathrm{\&mu;}}_p}{s+1.5{\mathrm{\&mu;}}_p}\\ \frac{{\hat{Q}}_i\left(s\right)}{Q_i\left(s\right)}\&ap;\frac{0.5{\mathrm{\&mu;}}_q}{s+0.5{\mathrm{\&mu;}}_q}\end{array}\right.$

上式中，s为拉普拉斯变化因子；μ_q＝3μ_p＝2000。

4.根据权利要求1所述的低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，输出的有功功率与等效输出阻抗的关系为：

$P_i=\frac{[(E_i^{*}-U_L)s-n_i{P}_{\mathrm{set}\_i}]U_L}{R_{\mathrm{eqi}}}\frac{1}{s}{(1-\frac{n_i{P}_i{U}_L}{R_{\mathrm{eqi}}}\frac{1}{s})}^{-1};$

其中，U_L为交流母线电压。

5.根据权利要求1～4之一所述的低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，P_{set_i}的计算公式为：

$P_{\mathrm{set}\_i}=\&Integral;-K_{\mathrm{set}}{P}_{R\_i}({\stackrel{.}{E}}_i^{*}-{\stackrel{.}{U}}_i)\mathrm{d\&tau;};$

其中，K_set为的恢复增益，P_{R_i}为第i台逆变器有功额定容量。

6.根据权利要求5所述的低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，其特征在于， $\frac{d}{\mathrm{dt}}({\stackrel{.}{E}}_i^{*}-{\stackrel{.}{U}}_i)=-n_i{K}_{\mathrm{set}}{P}_{R\_i}({\stackrel{.}{E}}_i^{*}-{\stackrel{.}{U}}_i)$ 以指数函数exp(t)衰减至0。

7.根据权利要求5所述的低延时鲁棒功率下垂多环控制方法，其特征在于，其中P_{set_i}(0)为第i台逆变器设置的初始有功功率指令值，△U_{i_max}≈5％U_L。