CN103928946A - 一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法，该方法包括离并网平滑切换控制和离网平滑切换控制两个部分。平滑切换控制环节由软启动虚拟阻抗和单环电流反馈控制构成。当逆变器由离网模式转为并网模式时，引入输出电流相位超前控制和平滑切换控制，抑制逆变器输出电流和入网电流的瞬时冲击，从而大幅削弱逆变器的能量倒灌现象，实现并网平滑切换。当逆变器由并网模式转为离网模式时，仅引入单环电流反馈控制，使入网电流快速减小到零，避免了由电流瞬时不平衡引起的逆变器直流侧电压波动，实现离网平滑切换。本发明解决了微电网逆变器在并网时电流冲击大、在离网时直流侧电压波动等问题，实现了微电网运行模式的平滑切换。

Description

一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法

技术领域

本发明涉及微电网分布式发电领域，特别是种微电网双模式逆变器平滑切换控制方法。

背景技术

通过微电网接纳与利用分布式电源(光伏、风力、燃料电池等)是解决当前能源危机与环境恶化的有效途径，微电网中逆变器作为分布式电源与微电网的接口，将分布式能源转变成高质量的电能，因此研究适合微电网运行的逆变器意义重大。现有研究主要集中在逆变器单独工作在并网模式或离网(孤岛)模式下的控制方法，但对于能够在并网、离网双模式下工作的逆变器，及其相应的平滑切换控制的研究尚不完善。

在一个高度灵活的微电网中，逆变器应该具备同时向本地负载和电网提供电能的能力，且在异常情况下，逆变器能够断开与电网的连接，直接向本地负载供电。离网模式转入并网模式时，由于微源与电网不能严格同步，以及控制方案存在差异，会产生瞬间的过压或过流；并网模式转入离网模式时，由于晶闸管(SCR)或固态继电器(SSR)三相不能同时关断，引起电压或电流不平衡，使得有功或无功功率加大波动，最终导致直流侧电压不能稳定。这些均影响负载正常工作，破坏了供电的可靠性和稳定性。现有的双模式逆变器切换控制，在切换过程中抑制了逆变器输出电流冲击，但其往往只关注逆变器的输出电压、电流以及功率的波动，没有兼顾减小入网电流冲击。而基于下垂控制的切换控制，只能依赖以往已有的平滑切换方式，不能根据下垂控制的特性进行平滑切换，缺乏针对性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法，解决微电网中逆变器在并网时电流冲击大、在离网时因电流不能快速关断而引起的直流侧电压波动的问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法，适用于微电网双模式逆变器并联系统，所述微电网双模式逆变器并联系统包括多个双模式逆变器、并/离网开关、三相电网和逆变控制电路；所述双模式逆变器包括直流储能电容、三相逆变电路、逆变控制电路、LC滤波电路，所述直流储能电容、三相逆变电路、LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路与线路阻抗连接，所述线路阻抗通过交流母线与并/离网开关连接，所述并/离网开关接入三相电网；所述逆变控制电路包括采样调理电路、锁相环电路、控制器、驱动保护电路；所述采样调理电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述控制器与所述驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与所述交流母线连接；该方法包括离网模式转入并网模式平滑切换控制方法和并网模式转入离网模式平滑切换控制方法：

所述离网模式转入并网模式平滑切换控制方法包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对三相电网电压u_sa、直流储能电容电压u_dc、LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别进行采样，然后将采样数据送给控制器处理，将LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别转换为αβ坐标下的LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ和线路电流i_oα、i_oβ；

2)对LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc与线路电流i_oa、i_ob、i_oc进行功率计算，得到双模式逆变器的有功功率P和无功功率Q；由u_oa、u_ob计算出三相电网线电压幅值

3)通过锁相环检测三相电网电压u_sa的实时相位和三相电网电压角频率ω_o；将三相电网电压实时相位与超前控制相位δ相加，得到双模式逆变器输出电压参考相位δ＝δ₀±△δ，δ₀取值范围为0.0001～0.15；△δ为相位补偿参数， $\mathrm{\Δ\δ}=\arctan \frac{I_{o1}{X}^{\text{'}}+I_{s1}{X}^{\text{'}\text{'}}}{U_o+I_{o1}{R}^{\text{'}}+I_{s1}{R}^{\text{'}\text{'}}}-\arctan \frac{I_{o2}{X}^{\text{'}}+I_{s2}{X}^{\text{'}\text{'}}}{U_o+I_{o2}{R}^{\text{'}}+I_{s2}{R}^{\text{'}\text{'}}};$ 其中，I_o1、I_s1分别为功率变化后双模式逆变器的输出电流有效值和入网电流有效值，I_o2、I_s2为功率变化前双模式逆变器的输出电流有效值和入网电流有效值，R'、X'分别为双模式逆变器到交流母线的线路阻抗和感抗，R"、X"分别为本地负载到交流母线的线路阻抗和感抗；

4)给定线路电流的参考峰值为I^*，得到在αβ坐标下的线路电流参考值i_α ^*、i_β ^*：

其中，t为采样时间；

5)对i_α ^*与i_oα的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_α ^*；对i_β ^*与i_oβ的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_β ^*；

6)引入参考电压反馈环节k_V·u_oα、k_V·u_oβ，其中，k_V为电压反馈系数，取值范围为0.01～2，将k_V·u_oα与输出变量u_α ^*相加得到三相逆变电路功率器件控制量d′_α，将k_V·u_oβ与输出变量u_β ^*相加得到三相逆变电路功率器件控制量d′_β；

7)对d′_α、d′_β进行坐标反变换，得到abc坐标下的三相逆变电路功率器件控制量d_a′、d_b′、d_c′；

8)将SPWM调制波信号d_a′、d_b′、d_c′与三角载波进行双极性调制，得到三相逆变电路功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制功率器件的开通与关断。

9)当i_oa、i_ob、i_oc某相电流过零时，将双模式逆变器输出电压幅值参考值U^*、角频率参考值ω^*、双模式逆变器的有功功率P、无功功率Q、以及电压参考相位送入功率下垂控制器中，合成αβ坐标下双模式逆变器输出电压参考值u_refα、u_refβ；其中，ω^*＝ω₀，U^*＝U_s ^*；

10)引入软启动虚拟阻抗Z_V对双模式逆变器输出电压参考值u_refα、u_refβ进行修正，即将输出电压参考值u_refα ^*、u_refβ ^*减去线路电流i_oα、i_oβ与软启动虚拟阻抗Z_V的乘积，得到LC滤波电容电压参考值u_refα、u_refβ：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ref\α}={u_{\mathrm{ref\α}}}^{*}-Z_V{i}_{\mathrm{o\α}}}\\ u_{\mathrm{ref\β}}={u_{\mathrm{ref\β}}}^{*}-Z_V{i}_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right.;$

11)将LC滤波电容电压参考值u_refα、u_refβ与LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ、线路电流i_oα、i_oβ送入电压电流双环控制器，得到功率器件控制量d_α、d_β；将d_α、d_β进行坐标变换，得到切换控制时abc坐标下的功率器件控制量d_a、d_b、d_c；

12)SPWM调制波驱动功率器件的开通与关断；

13)当软启动虚拟阻抗自然衰减至零时，平滑切换完成，双模式逆变器控制系统进入并网稳态；

所述并网模式转入离网模式平滑切换控制方法包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对电网电压u_sa，直流储能电容电压u_dc，LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别进行采样，然后将采样数据送给控制器处理，将LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别转换为αβ坐标下的LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ和线路电流i_oα、i_oβ；

2)对LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc与线路电流i_oa、i_ob、i_oc进行功率计算，得到双模式逆变器的有功功率P和无功功率Q；

3)离网切换延时T_i计时开始，给定线路电流参考信号峰值I^*和参考频率ω₀′，生成电流参考信号为：

4)对i_αr ^*与i_oα的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_αr ^*；对i_βr ^*与i_oβ的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_βr ^*；

5)引入参考电压反馈环节k_V·u_oα、k_V·u_oβ，将k_V·u_oα与所述输出量u_αr ^*相加，得到三相逆变电路功率器件控制量d_α''，将k_V·u_oβ与所述输出量u_βr ^*相加，得到三相逆变电路功率器件控制量d_β''；

6)对d_α''、d_β''进行坐标变换，得到切换控制时abc坐标下的功率器件控制量d_aα'、d_bα'、d_cα'；

7)将d_aα'、d_bα'、d_cα'与三角载波进行双极性调制，得到功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制功率器件的开通与关断；

8)离网切换延时T_i时间到，记录该时刻电压参考相位T_i＝0.01～0.1s；

9)将双模式逆变器输出电压幅值参考值U_r ^*、角频率参考值ω_r ^*、有功功率P、无功功率Q、电压参考相位送入功率下垂控制器中，合成αβ坐标下输出电压参考值u_refα、u_refβ；其中，ω_r ^*＝ω_o'，U_r ^*为离网稳态给定值；

10)进入离网稳态。

所述软启动虚拟阻抗Z_V为纯感性，且所述软启动虚拟阻抗Z_V的终值为0，软启动虚拟阻抗计算公式为：

$Z_V={\mathrm{j\ω}}_0{L}_V{e}^{-t/T_s};$

其中，T_s为时间常数，取值范围为0.00001～0.01s，L_V为软启动虚拟阻抗的初值；U_m和I_m分别为三相电网电压u_sa和三相电网电流i_sa的幅值。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明提出的切换控制方法中引入了软启动虚拟阻抗，并网时能够抑制逆变器输出电流、入网电流的瞬间冲击；本发明说明了平滑切换控制时并网和离网的控制时序，该控制方法能够减小并网时逆变器输出电流、入网电流的瞬间冲击，避免了离网时因电流不能快速关断而引起有功或无功功率突变，以及最终导致的直流侧电压波动等问题。本发明实现了微电网运行模式的平滑切换，可广泛应用到微电网控制系统中。

附图说明

图1为本发明一实施例微电网双模式逆变器并联结构示意图；

图2为本发明一实施例双模式逆变器的平滑切换控制框图；

图3为本发明一实施例平滑切换控制时序图；图3(a)为离网模式转入并网模式平滑切换控制时序，图3(b)为并网模式转入离网模式平滑切换控制时序；

图4为本发明一实施例离网模式转入并网模式平滑切换控制的电流仿真图，上图为逆变器输出电流波形，下图为入网电流波形；

图5为本发明一实施例并网模式转入离网模式平滑切换控制的电流仿真图，上图为逆变器输出电流波形，下图为入网电流波形。

具体实施方式

图1为本发明一实施例微电网双模式逆变器并联结构示意图，主要包括：全桥逆变电路、滤波器、本地负载、并/离网开关、电网等。分布式电源被转换为电压恒定的直流电，电压为U_dc；直流电通过三相PWM逆变电路转换为交流电；滤波器用于滤除由高频开关引起的毛刺，u_o、i_o为经过滤波器后的逆变器输出电压和电流；输出交流电向本地负载Z_load提供电能，并/离网开关S用于连接微源与电网。其中，公共连接点(PCC)的电压为u_s，本发明中提到的电网电压均指PCC处电压。

图2为本发明一实施例双模式逆变器的平滑切换控制框图。所述功率计算和功率下垂控制器(参见发明专利“一种兼具快速无功支撑的多变流器并联环流抑制方法,[ZL201310112739.7]”，或论文“阻性逆变器并联环流分析及鲁棒下垂多环控制[J].陈燕东，罗安等，中国电机工程学报，2013，33(18)：18-29”)。所述电压电流双环参见发明专利“一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法，[ZL201110427510.3]”，或论文“一种功率前馈的鲁棒预测无差拍并网控制方法[J].陈燕东，罗安，等，中国电机工程学报，2013，33(36)：62-70”。

所述的离网模式转入并网模式平滑切换控制，包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对三相电网电压u_sa、直流储能电容电压u_dc、LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别进行采样，然后将采样数据送给控制器处理，将LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别转换为αβ坐标下的LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ和线路电流i_oα、i_oβ；

2)对LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc与线路电流i_oa、i_ob、i_oc进行功率计算，得到双模式逆变器的有功功率P和无功功率Q；由u_oa、u_ob计算出三相电网线电压幅值

3)通过锁相环检测三相电网电压u_sa的实时相位和三相电网电压角频率ω_o；将三相电网电压实时相位与超前控制相位δ相加，得到双模式逆变器输出电压参考相位δ＝δ₀±△δ，δ₀取值范围为0.0001～0.15；△δ为相位补偿参数， $\mathrm{\Δ\δ}=\arctan \frac{I_{o1}{X}^{\text{'}}+I_{s1}{X}^{\text{'}\text{'}}}{U_o+I_{o1}{R}^{\text{'}}+I_{s1}{R}^{\text{'}\text{'}}}-\arctan \frac{I_{o2}{X}^{\text{'}}+I_{s2}{X}^{\text{'}\text{'}}}{U_o+I_{o2}{R}^{\text{'}}+I_{s2}{R}^{\text{'}\text{'}}};$ 其中，I_o1、I_s1分别为功率变化后双模式逆变器的输出电流有效值和入网电流有效值，I_o2、I_s2为功率变化前双模式逆变器的输出电流有效值和入网电流有效值，R'、X'分别为双模式逆变器到交流母线的线路阻抗和感抗，R"、X"分别为本地负载到交流母线的线路阻抗和感抗；

4)给定线路电流的参考峰值为I^*，得到在αβ坐标下的线路电流参考值i_α ^*、i_β ^*：

其中，t为采样时间；

5)对i_α ^*与i_oα的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_α ^*；对i_β ^*与i_oβ的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_β ^*；

6)引入参考电压反馈环节k_V·u_oα、k_V·u_oβ，其中，k_V为电压反馈系数，取值范围为0.01～2，将k_V·u_oα与输出变量u_α ^*相加得到三相逆变电路功率器件控制量d′_α，将k_V·u_oβ与输出变量u_β ^*相加得到三相逆变电路功率器件控制量d′_β；

7)对d′_α、d′_β进行坐标反变换，得到abc坐标下的三相逆变电路功率器件控制量d_a′、d_b′、d_c′；

8)将SPWM调制波信号d_a′、d_b′、d_c′与三角载波进行双极性调制，得到三相逆变电路功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制功率器件的开通与关断。

9)当i_oa、i_ob、i_oc某相电流过零时，将双模式逆变器输出电压幅值参考值U^*、角频率参考值ω^*、双模式逆变器的有功功率P、无功功率Q、以及电压参考相位送入功率下垂控制器中，合成αβ坐标下双模式逆变器输出电压参考值u_refα、u_refβ；其中，ω^*＝ω₀，U^*＝U_s ^*；

10)引入软启动虚拟阻抗Z_V对双模式逆变器输出电压参考值u_refα、u_refβ进行修正，即将输出电压参考值u_refα ^*、u_refβ ^*减去线路电流i_oα、i_oβ与软启动虚拟阻抗Z_V的乘积，得到LC滤波电容电压参考值u_refα、u_refβ：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ref\α}}={u_{\mathrm{ref\α}}}^{*}-Z_V{i}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{ref\β}}={u_{\mathrm{ref\β}}}^{*}-Z_V{i}_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right.;$

11)将LC滤波电容电压参考值u_refα、u_refβ与LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ、线路电流i_oα、i_oβ送入电压电流双环控制器，得到功率器件控制量d_α、d_β；将d_α、d_β进行坐标变换，得到切换控制时abc坐标下的功率器件控制量d_a、d_b、d_c；

12)SPWM调制波驱动功率器件的开通与关断；

13)当软启动虚拟阻抗自然衰减至零时，平滑切换完成，双模式逆变器控制系统进入并网稳态；

所述的并网模式转入离网模式平滑切换控制，其特征在于，所述控制包括以下步骤：

14)在每个采样周期的起始点，对电网电压u_sa，直流储能电容电压u_dc，LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别进行采样，然后将采样数据送给控制器处理，将LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别转换为αβ坐标下的LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ和线路电流i_oα、i_oβ；

15)对LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc与线路电流i_oa、i_ob、i_oc进行功率计算，得到双模式逆变器的有功功率P和无功功率Q；

16)离网切换延时T_i计时开始，给定线路电流参考信号峰值I^*和参考频率ω₀′，生成电流参考信号为：

17)对i_αr ^*与i_oα的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_αr ^*；对i_βr ^*与i_oβ的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_βr ^*；

18)引入参考电压反馈环节k_V·u_oα、k_V·u_oβ，将k_V·u_oα与所述输出量u_αr ^*相加，得到三相逆变电路功率器件控制量d_α''，将k_V·u_oβ与所述输出量u_βr ^*相加，得到三相逆变电路功率器件控制量d_β''；

19)对d_α''、d_β''进行坐标变换，得到切换控制时abc坐标下的功率器件控制量d_aα'、d_bα'、d_cα'；

20)将d_aα'、d_bα'、d_cα'与三角载波进行双极性调制，得到功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制功率器件的开通与关断；

21)离网切换延时T_i时间到，记录该时刻电压参考相位

22)将双模式逆变器输出电压幅值参考值U_r ^*、角频率参考值ω_r ^*、有功功率P、无功功率Q、电压参考相位送入功率下垂控制器中，合成αβ坐标下输出电压参考值u_refα、u_refβ；其中，ω_r ^*＝ω_o'，U_r ^*为离网稳态给定值；

23)进入离网稳态。

所述的步骤10)和步骤13)中引入软启动虚拟阻抗Z_V，所述软启动虚拟阻抗Z_V为纯感性，且所述软启动虚拟阻抗Z_V的终值为0，软启动虚拟阻抗计算公式为：

$Z_V={\mathrm{j\ω}}_0{L}_V{e}^{-t/T_s};$

其中，T_s为时间常数，取值范围为0.00001～0.01s，L_V为软启动虚拟阻抗的初值；U_m和I_m分别为三相电网电压u_sa和三相电网电流i_sa的幅值。

图3为本发明一实施例平滑切换控制时序。图3(a)为离网模式转入并网模式平滑切换控制时序，图3(b)为并网模式转入离网模式平滑切换控制时序；。

本发明采取的并网平滑切换控制如下：做并网准备时，首先PLL工作，图2所示的开关S₂始终在1，为保证并网时能量的正常输出，避免直流侧电压抬升，逆变器输出略超前电网电压一个小相位δ，二者频率相等。在PLL工作稳定后，开关S₁切换到2。平滑切换控制的参考电流值为离网状态下的电流输出值。由于只采用单环控制方式，其相应时间远远短于多环控制，输出电流与之前相等，过渡平滑。当电网某一相电流过零时，逆变器并网，开关S₁切回到1，控制切换至稳态控制，同时软启动虚拟阻抗工作，即开关S₃闭合。在切换期间，稳态控制依然工作但不作为输出，因此当切回稳态控制时，两种控制方式的状态相等。由于离网电流输出小于并网电流输出，切换前电流被直接控制，在软启动虚拟电阻的作用下，并网时输出电流和入网电流瞬间的冲击大幅度减小。

系统的并/离网开关通常采用晶闸管(SCR)或固态继电器(SSR)。由于开关的自身特性，当撤销触发信号时，只有当电流过零时开关才能关断。因此在三相逆变系统中，并/离网开关可以同时开启，但不能同时关断。由于三相入网电流不能同时减小到0，逆变器输出的有功或无功功率将产生加大波动，导致逆变器直流侧电压抬升或突降，影响逆变器的正常输出。

针对三相入网电流不能同时关断的问题，本发明提出的离网平滑切换控制与并网时相类似，但是不采取软启动虚拟阻抗。软启动虚拟阻抗加入会使逆变器的等效输出阻抗增大，感性等效输出阻抗值增大，将不利于入网电流的迅速减小。

本发明采取的离网平滑切换控制如下：当微源需要从电网断开时，撤销并/离网开关的触发信号的同时，切至切换控制，即开关S₁切换到2。切换控制的电流参考值为离网状态下的电流输出值。由于单环电流控制的响应速度极快，逆变器输出电流能被迅速控制，电流输出值与参考值相匹配，入网电流被迅速减小。稳态控制工作但不作为输出。切换控制短暂工作后，控制切回稳态控制，开关S₁切换到1。逆变器成功离网后，PLL停止工作，开关S₃断开不会对系统造成影响。离网平滑切换控制能够在微源被动离网时，避免由电流瞬时不平衡造成的相关影响。

图4为本发明一实施例并网平滑切换控制的电流仿真图，上图为逆变器输出电流波形，下图为入网电流波形。在0.06s并网时，采用本发明提到的平滑控制策略，0.04s采用平滑切换控制，0.06s切回稳态控制，能够同时减小逆变器输出电流和入网电流，逆变器输出电流和入网电流没有冲击，逆变器并网切换平滑。

图5为本发明一实施例离网平滑切换控制的电流仿真图，上图为逆变器输出电流波形，下图为入网电流波形。在0.06s离网时，采用本发明提到的控制策略，0.06s采用平滑切换控制，0.08s切回稳态控制，能够迅速减小入网电流，并/离网开关同时关断。

Claims (2)

1.一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法，适用于微电网双模式逆变器并联系统，所述微电网双模式逆变器并联系统包括多个双模式逆变器、并/离网开关、三相电网和逆变控制电路；所述双模式逆变器包括直流储能电容、三相逆变电路、逆变控制电路、LC滤波电路，所述直流储能电容、三相逆变电路、LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路与线路阻抗连接，所述线路阻抗通过交流母线与并/离网开关连接，所述并/离网开关接入三相电网；所述逆变控制电路包括采样调理电路、锁相环电路、控制器、驱动保护电路；所述采样调理电路输入端与所述LC滤波电路连接；所述控制器与所述驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与所述交流母线连接；其特征在于，该方法包括离网模式转入并网模式平滑切换控制方法和并网模式转入离网模式平滑切换控制方法：

所述离网模式转入并网模式平滑切换控制方法包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对三相电网电压u_sa、直流储能电容电压u_dc、LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别进行采样，然后将采样数据送给控制器处理，将LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别转换为αβ坐标下的LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ和线路电流i_oα、i_oβ；

2)对LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc与线路电流i_oa、i_ob、i_oc进行功率计算，得到双模式逆变器的有功功率P和无功功率Q；由u_oa、u_ob计算出三相电网线电压幅值

3)通过锁相环检测三相电网电压u_sa的实时相位和三相电网电压角频率ω_o；将三相电网电压实时相位与超前控制相位δ相加，得到双模式逆变器输出电压参考相位δ＝δ₀±△δ，δ₀取值范围为0.0001～0.15；△δ为相位补偿参数， $\mathrm{\Δ\δ}=\arctan \frac{I_{o1}{X}^{\text{'}}+I_{s1}{X}^{\text{'}\text{'}}}{U_o+I_{o1}{R}^{\text{'}}+I_{s1}{R}^{\text{'}\text{'}}}-\arctan \frac{I_{o2}{X}^{\text{'}}+I_{s2}{X}^{\text{'}\text{'}}}{U_o+I_{o2}{R}^{\text{'}}+I_{s2}{R}^{\text{'}\text{'}}};$ 其中，I_o1、I_s1分别为功率变化后双模式逆变器的输出电流有效值和入网电流有效值，I_o2、I_s2为功率变化前双模式逆变器的输出电流有效值和入网电流有效值，R'、X'分别为双模式逆变器到交流母线的线路阻抗和感抗，R"、X"分别为本地负载到交流母线的线路阻抗和感抗；

4)给定线路电流的参考峰值为I^*，得到在αβ坐标下的线路电流参考值i_α ^*、i_β ^*：

其中，t为采样时间；

5)对i_α ^*与i_oα的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_α ^*；对i_β ^*与i_oβ的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_β ^*；

6)引入参考电压反馈环节k_V·u_oα、k_V·u_oβ，其中，k_V为电压反馈系数，取值范围为0.01～2，将k_V·u_oα与输出变量u_α ^*相加得到三相逆变电路功率器件控制量d′_α，将k_V·u_oβ与输出变量u_β ^*相加得到三相逆变电路功率器件控制量d′_β；

7)对d′_α、d′_β进行坐标反变换，得到abc坐标下的三相逆变电路功率器件控制量d_a′、d_b′、d_c′；

8)将SPWM调制波信号d_a′、d_b′、d_c′与三角载波进行双极性调制，得到三相逆变电路功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制功率器件的开通与关断。

9)当i_oa、i_ob、i_oc某相电流过零时，将双模式逆变器输出电压幅值参考值U^*、角频率参考值ω^*、双模式逆变器的有功功率P、无功功率Q、以及电压参考相位送入功率下垂控制器中，合成αβ坐标下双模式逆变器输出电压参考值u_refα、u_refβ；其中，ω^*＝ω₀，U^*＝U_s ^*；

10)引入软启动虚拟阻抗Z_V对双模式逆变器输出电压参考值u_refα、u_refβ进行修正，即将输出电压参考值u_refα ^*、u_refβ ^*减去线路电流i_oα、i_oβ与软启动虚拟阻抗Z_V的乘积，得到LC滤波电容电压参考值u_refα、u_refβ：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ref\α}}={u_{\mathrm{ref\α}}}^{*}-Z_V{i}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{ref\β}}={u_{\mathrm{ref\β}}}^{*}-Z_V{i}_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right.;$

11)将LC滤波电容电压参考值u_refα、u_refβ与LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ、线路电流i_oα、i_oβ送入电压电流双环控制器，得到功率器件控制量d_α、d_β；将d_α、d_β进行坐标变换，得到切换控制时abc坐标下的功率器件控制量d_a、d_b、d_c；

12)SPWM调制波驱动功率器件的开通与关断；

13)当软启动虚拟阻抗自然衰减至零时，平滑切换完成，双模式逆变器控制系统进入并网稳态；

所述并网模式转入离网模式平滑切换控制方法包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对电网电压u_sa，直流储能电容电压u_dc，LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别进行采样，然后将采样数据送给控制器处理，将LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc，线路电流i_oa、i_ob、i_oc分别转换为αβ坐标下的LC滤波电路电容电压u_oα、u_oβ和线路电流i_oα、i_oβ；

2)对LC滤波电路电容电压u_oa、u_ob、u_oc与线路电流i_oa、i_ob、i_oc进行功率计算，得到双模式逆变器的有功功率P和无功功率Q；

3)离网切换延时T_i计时开始，给定线路电流参考信号峰值I^*和参考频率ω₀′，生成电流参考信号为：

4)对i_αr ^*与i_oα的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_αr ^*；对i_βr ^*与i_oβ的差值进行比例调节P控制，得到输出变量u_βr ^*；

5)引入参考电压反馈环节k_V·u_oα、k_V·u_oβ，将k_V·u_oα与所述输出量u_αr ^*相加，得到三相逆变电路功率器件控制量d_α''，将k_V·u_oβ与所述输出量u_βr ^*相加，得到三相逆变电路功率器件控制量d_β''；

6)对d_α''、d_β''进行坐标变换，得到切换控制时abc坐标下的功率器件控制量d_aα'、d_bα'、d_cα'；

7)将d_aα'、d_bα'、d_cα'与三角载波进行双极性调制，得到功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制功率器件的开通与关断；

8)离网切换延时T_i时间到，记录该时刻电压参考相位T_i＝0.01～0.1s；

9)将双模式逆变器输出电压幅值参考值U_r ^*、角频率参考值ω_r ^*、有功功率P、无功功率Q、电压参考相位送入功率下垂控制器中，合成αβ坐标下输出电压参考值u_refα、u_refβ；其中，ω_r ^*＝ω_o'，U_r ^*为离网稳态给定值；

10)进入离网稳态。

2.根据权利要求1所述的三相双模式逆变器的平滑切换控制方法，其特征在于，所述软启动虚拟阻抗Z_V为纯感性，且所述软启动虚拟阻抗Z_V的终值为0，软启动虚拟阻抗计算公式为：

$Z_V={\mathrm{j\ω}}_0{L}_V{e}^{-t/T_s};$

其中，T_s为时间常数，取值范围为0.00001～0.01s，L_V为软启动虚拟阻抗的初值；U_m和I_m分别为三相电网电压u_sa和三相电网电流i_sa的幅值。