CN104539257A

CN104539257A - 带通滤波电路及其控制方法、以及mems陀螺仪驱动电路

Info

Publication number: CN104539257A
Application number: CN201510013918.4A
Authority: CN
Inventors: 潘华兵; 胡铁刚; 郑泉智; 陈灿锋
Original assignee: Hangzhou Silan Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Hangzhou Silan Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2015-01-09
Filing date: 2015-01-09
Publication date: 2015-04-22

Abstract

公开了一种带通滤波电路及其控制方法。所述带通滤波电路接收输入信号，并且提供滤除输入信号中带外噪声的有效带内输出信号。所述带通滤波电路在每个采样周期中依次执行以下步骤：在运算放大器的输入端，对输入信号进行采样，以电荷形式存储在输入端电容，该采样会引起输入端电容电荷量发生变化，同时将该采样引起的输入端电容变化的这部分电荷从运算放大器的输入端转移至输出电容；以及将一部分电容复位至共模电压，其余部分电容维持上一个状态的电荷量，保持不变。该带通滤波电路采用开关电容电路技术，结构简单，且只有一个运算放大器，面积小，减小了复杂度，从而降低整个芯片功耗，减小芯片的面积。

Description

带通滤波电路及其控制方法、以及MEMS陀螺仪驱动电路

技术领域

本发明属于信号处理技术，具体地，涉及带通滤波电路及其控制方法、以及MEMS陀螺仪驱动电路。

背景技术

微机电系统(Microelectromechanical Systems，简称MEMS)的应用领域越来越广泛。在这些应用中，MEMS陀螺仪是一种重要的角速度传感器。

MEMS陀螺仪通常包括质量块以及沿着相互垂直的第一和第二方向分别设置在质量块上的驱动梳齿电极和驱动检测梳齿电极。驱动梳齿电极沿着第一方向对质量块施加静电力，使得质量块沿着第一方向谐振。在系统的运动存在着角速度时，由于科里奥效应产生第二方向的作用力，质量块将沿着第二方向振动，导致驱动检测梳齿电极的电容变化。通过检测电容变化值，就可以测量角速度的数值。

在MEMS陀螺仪工作时，需要利用驱动电路使MEMS陀螺仪处于谐振状态。在驱动环路的电路中，需要在电荷放大器模块之后设计一个带通滤波电路，用来滤除电荷放大器模块的直流偏移、低频噪声和高频噪声，简化后续的相移电路以及低通滤波电路的设计难度。带通滤波电路提供所合适的增益以及0°或者180°(即π)整数倍相位差以满足谐振要求。

在现有的MEMS陀螺仪驱动电路中，已经采用包括开关电容的带通滤波器。然而，现有的带通滤波器使用两个或更多个运放，导致电路面积大、功耗和成本高，不能满足便携式产品的需求。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，提供一种可以减小电路复杂度和面积的带通滤波器及其控制方法。

根据本发明的第一方面，提供一种带通滤波电路，所述带通滤波电路接收输入信号，并且提供滤除输入信号中带外噪声的有效带内输出信号，所述输入信号是第一频率的周期信号按照第二频率fs采样获得的信号，所述第一频率是输入信号的包络信号的频率f，第一频率小于第二频率，所述带通滤波电路包括：运算放大器，所述运算放大器具有同相输入端、反相输入端和输出端；第一电容和第二开关，串联连接并且第一电容接收输入信号；第一开关，连接在第一电容和第二开关的中间节点与共模电压之间；第二电容，连接在第二开关和运算放大器的反相输入端之间；第三电容和第三开关，并联连接在运算放大器的反相输入端与输出端之间；第四电容和第四开关，串联连接在运算放大器的反相输入端与输出端之间；以及第五开关，连接在运算放大器的输出端与共模电压之间，其中，在带通滤波电路的工作期间，第一至第五开关在多个时序时钟信号的控制下闭合或断开。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期、以及所述多个时序时钟信号各自的周期与所述输入信号的采样周期相等。

优选地，所述多个时序时钟信号包括第一时序时钟信号、第二时序时钟信号和第三时序时钟信号。

优选地，所述第一和第三开关受到第一时序时钟信号的控制，第二和第四开关受到第二时序时钟信号的控制，第五开关受到第三时序时钟信号的控制。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，此时产生输出信号，在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，输出端复位到共模电压，以及在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，输出端与共模电压之间断开，但是输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端。

优选地，所述带通滤波电路产生的相位差由第一频率、第二频率以及第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的电容值确定。

优选地，所述带通滤波电路产生的相位差Φ为：

Φ \approx π + (\arctan \frac{\sin Ω}{1 - \cos Ω} - \arctan \frac{C_{4} \cdot \sin Ω}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω)} - \arctan \frac{k_{2} \cdot \sin Ω}{(1 - k_{2} \cdot \cos Ω)})

其中，

Ω = ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}}, k_{2} = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

Ω为弧度，与第一频率f和第二频率fs的比值有关，f表示第一频率，fs表示第二频率，C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值。

优选地，所述带通滤波电路产生的相位差为约180°。

优选地，在所述带通滤波电路的工作周期内，从第一电容和第二电容转移的电荷在Z域表示为：

(V_{in} (Z) - \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - q^{(n - 1)}}{1 - q}) \cdot C_{12} = - [C_{3} + C_{4} (1 - Z^{- 1})] \cdot V_{o} (z)

其中，C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值，Vin(Z)表示的是Z域输入信号，V_O(Z)表示的是Z域输出信号。

优选地，Z域传递函数表示为：

H (Z) = \frac{V_{0} (Z)}{V_{in} (Z)} = \frac{C_{12} \cdot (1 - Z^{- 1} + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot {(Z^{- 1})}^{n})}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})}

其中，

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

k1+k2＝1，

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值。

优选地，频率响应表示为：

H (e^{jΩ}) = - \frac{[(1 - \cos Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ) + j (\sin Ω - k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ)] \cdot C_{12}}{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω + j \cdot C_{4} \cdot \sin Ω) \cdot (1 - k_{2} \cdot \cos Ω + j \cdot k_{2} \cdot \sin Ω)}

其中，

Ω = ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}}, k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

k₁+k₂＝1，Ω为弧度，与第一频率f和第二频率fs的比值有关，f表示第一频率，fs表示第二频率，C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值，n为大于零的整数。

优选地，幅频响应表示为：

| H (e^{jΩ}) | = \frac{\sqrt{2 (1 - \cos Ω)} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4})}^{2} + {C_{4}}^{2} - 2 C_{4} (C_{3} + C_{4}) \cdot \cos Ω} \cdot \sqrt{1 + {k_{2}}^{2} - 2 k_{2} \cdot \cos Ω}}

其中，

Ω = ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}}, k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

k₁+k₂＝1，Ω为弧度，与第一频率f和第二频率fs的比值有关，f表示第一频率，fs表示第二频率，C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值。

优选地，中心频率Ω₀表示为：其中，k₁+k₂＝1，C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值。

优选地，所述运算放大器的同相输入端接收共模电压。

优选地，所述输入信号为包括同相输入信号和反相输入信号的差分输入信号，所述运算放大器的输出端包括同相输出端和反相输出端，所述输出信号为所述运算放大器的同相输出端和反相输出端之间的电压差，其中，第一电容接收反相输入信号，第三电容和第三开关并联连接在运算放大器的反相输入端和同相输出端之间，第四电容和第四开关串联连接在运算放大器的反相输入端和同相输出端之间，以及第五开关连接在运算放大器的同相输出端与反相输出端之间。

优选地，所述带通滤波电路还包括：第五电容和第七开关，串联连接并且第五电容接收同相输入信号；第六开关，连接在第五电容和第七开关的中间节点与共模电压之间；第六电容，连接在第七开关和运算放大器的同相输入端之间；第七电容和第八开关，并联连接在运算放大器的同相输入端与反相输出端之间；以及第八电容和第九开关，串联连接在运算放大器的同相输入端与反相输出端之间。

优选地，第六开关与第一开关同时闭合或断开，第七开关与第二开关同时闭合或断开，第八开关与第三开关同时闭合或断开，第九开关与第四开关同时闭合或断开。

优选地，所述第六开关和第八开关受到第一时序时钟信号的控制，第七和第九开关受到第二时序时钟信号的控制。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，反相输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，第七开关和第九开关闭合，第六开关、第八开关和第五开关断开，同相输入信号对第五电容和第六电容充电，第五电容和第六电容将变化的电荷转移到输出第七电容和第八电容上，由第五电容和第六电容转移的电荷存储在第七电容和第八电容，其电荷量等于此时输出的总电荷与第八电容储存的上次电荷之差，此时输出端产生输出信号，在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，第七开关和第九开关断开，第六开关、第八开关和第五开关闭合，第五电容复位到共模电压，第六电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第七电容短接，从而也被复位，第八电容储存上次的输出信号的电荷量不变，同相输出端与反相输出端短接从而将输出复位，输出此时处于复位到共模电压的状态，以及在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，第六开关、第七开关、第八开关、第九开关的状态也保持不变，第五开关断开，第五电容、第六电容、第七电容、第八电容的状态不变，同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端，反相输出端仍然经由第八开关短接至运算放大器的同相输入端，输出此时依然处于维持共模电压的状态。

优选地，所述带通滤波电路还包括：第九电容，第一端连接到运算放大器的同相输出端，第二端提供同相输出信号；第十电容，第一端连接到运算放大器的反相输出端，第二端提供反相输出信号；第十开关，连接在第九电容的第二端与共模电压之间；以及第十一开关，连接在第十电容的第二端与共模电压之间。

优选地，所述第十开关与第十一开关受到第一时序时钟信号的控制。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，反相输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，第七开关和第九开关闭合，第六开关、第八开关和第五开关断开，同相输入信号对第五电容和第六电容充电，第五电容和第六电容将变化的电荷转移到输出第七电容和第八电容上，由第五电容和第六电容转移的电荷存储在第七电容和第八电容，其电荷量等于此时输出的总电荷与第八电容储存的上次电荷之差，第十开关和第十一开关断开，第九电容和第十电容充电，此时产生输出信号，在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，第七开关和第九开关断开，第六开关、第八开关和第五开关闭合，第五电容复位到共模电压，第六电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第七电容短接，从而也被复位，第八电容储存上次的输出信号的电荷量不变，同相输出端与反相输出端短接从而将输出复位，第十开关和第十一开关闭合，第九电容和第十电容复位，输出此时处于复位到共模电压的状态，以及在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，第六开关、第七开关、第八开关、第九开关的状态也保持不变，第五开关断开，第五电容、第六电容、第七电容、第八电容的状态不变，同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端，反相输出端仍然经由第八开关短接至运算放大器的同相输入端,第十开关和第十一开关的状态也保持不变，第九电容和第十电容的状态不变，输出此时依然处于维持共模电压的状态。

根据本发明的第二方面，提供一种MEMS陀螺仪驱动电路，包括上述的带通滤波电路。

根据本发明的第三方面，提供一种用于带通滤波电路的控制方法，在所述带通滤波电路的每个工作周期中依次执行以下步骤：信号采样及电荷转移步骤，其中在运算放大器的输入端，对输入信号进行电荷采样，并将采样引起的输入端电容变化的电荷从运算放大器的输入端转移至输出电容；以及电容复位及保持步骤，其中将第一电容、第三电容复位至共模电压，将第二电容和第四电容维持上一状态，保持电荷不变。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，所述信号采样及电荷转移步骤包括第一时间段的开关控制，所述电容复位及保持步骤包括第二和第三时间段的开关控制：在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，此时产生输出信号，在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，输出端复位到共模电压，以及在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，输出端与共模电压之间断开，但是输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端。

优选地，所述带通滤波电路产生的相位差Φ为：

Φ \approx π + (\arctan \frac{\sin Ω}{1 - \cos Ω} - \arctan \frac{C_{4} \cdot \sin Ω}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω)} - \arctan \frac{k_{2} \cdot \sin Ω}{(1 - k_{2} \cdot \cos Ω)})

其中，

Ω = ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}}, k_{2} = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

优选地，所述带通滤波电路产生的相位差为约180°。

(V_{in} (Z) - \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - q^{(n - 1)}}{1 - q}) \cdot C_{12} = - [C_{3} + C_{4} (1 - Z^{- 1})] \cdot V_{O} (z)

优选地，Z域传递函数表示为：

H (Z) = \frac{V_{0} (Z)}{V_{in} (Z)} = \frac{C_{12} \cdot (1 - Z^{- 1} + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot {(Z^{- 1})}^{n})}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})}

其中，A

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

k₁+k₂＝1，

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

优选地，频率响应表示为：

H (e^{jΩ}) = - \frac{[(1 - \cos Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ) + j (\sin Ω - k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ)] \cdot C_{12}}{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω + j \cdot C_{4} \cdot \sin Ω) \cdot (1 - k_{2} \cdot \cos Ω + j \cdot k_{2} \cdot \sin Ω)}

其中，

Ω = ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}}, k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

优选地，幅频响应表示为：

| H (e^{jΩ}) | = \frac{\sqrt{2 (1 - \cos Ω)} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4})}^{2} + {C_{4}}^{2} - 2 C_{4} (C_{3} + C_{4}) \cdot \cos Ω} \cdot \sqrt{1 + {k_{2}}^{2} - 2 k_{2} \cdot \cos Ω}}

其中，

Ω = ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}}, k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

根据本发明的第四方面，提供一种用于带通滤波电路的控制方法，在所述带通滤波电路的每个工作周期中依次执行以下步骤：信号采样及电荷转移步骤，其中在运算放大器的输入端，对输入信号进行电荷采样，并将采样引起的输入端电容变化的电荷从运算放大器的输入端转移至输出电容；以及电容复位及保持步骤，其中将第一电容、第三电容、第五电容、第七电容复位至共模电压，将第二电容、第四电容、第六电容、第八电容维持上一状态，保持电荷不变。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，所述信号采样及电荷转移步骤包括第一时间段的开关控制，所述电容复位及保持步骤包括第二和第三时间段的开关控制：在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，反相输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，第七开关和第九开关闭合，第六开关、第八开关和第五开关断开，同相输入信号对第五电容和第六电容充电，第五电容和第六电容将变化的电荷转移到输出第七电容和第八电容上，由第五电容和第六电容转移的电荷存储在第七电容和第八电容，其电荷量等于此时输出的总电荷与第八电容储存的上次电荷之差，此时输出端产生输出信号，在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，第七开关和第九开关断开，第六开关、第八开关和第五开关闭合，第五电容复位到共模电压，第六电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第七电容短接，从而也被复位，第八电容储存上次的输出信号的电荷量不变，同相输出端与反相输出端短接从而将输出复位，输出此时处于复位到共模电压的状态，以及在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，第六开关、第七开关、第八开关、第九开关的状态也保持不变，第五开关断开，第五电容、第六电容、第七电容、第八电容的状态不变，同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端，反相输出端仍然经由第八开关短接至运算放大器的同相输入端，输出此时依然处于维持共模电压的状态。

根据本发明的第五方面，提供一种用于带通滤波电路的控制方法，在所述带通滤波电路的每个工作周期中依次执行以下步骤：信号采样及电荷转移步骤，其中在运算放大器的输入端，对输入信号进行电荷采样，并将采样引起的输入端电容变化的电荷从运算放大器的输入端转移至输出电容；以及电容复位及保持步骤，其中将第一电容、第三电容、第五电容、第七电容、第九电容、第十电容复位至共模电压，将第二电容、第四电容、第六电容、第八电容维持上一状态，保持电荷不变。

优选地，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，所述信号采样及电荷转移步骤包括第一时间段的开关控制，所述电容复位及保持步骤包括第二和第三时间段的开关控制：在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，反相输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，第七开关和第九开关闭合，第六开关、第八开关和第五开关断开，同相输入信号对第五电容和第六电容充电，第五电容和第六电容将变化的电荷转移到输出第七电容和第八电容上，由第五电容和第六电容转移的电荷存储在第七电容和第八电容，其电荷量等于此时输出的总电荷与第八电容储存的上次电荷之差，第十开关和第十一开关断开，第九电容和第十电容充电，此时产生输出信号，在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，第七开关和第九开关断开，第六开关、第八开关和第五开关闭合，第五电容复位到共模电压，第六电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第七电容短接，从而也被复位，第八电容储存上次的输出信号的电荷量不变，同相输出端与反相输出端短接从而将输出复位，第十开关和第十一开关闭合，第九电容和第十电容复位，输出此时处于复位到共模电压的状态，以及在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，第六开关、第七开关、第八开关、第九开关的状态也保持不变，第五开关断开，第五电容、第六电容、第七电容、第八电容的状态不变，同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端，反相输出端仍然经由第八开关短接至运算放大器的同相输入端,第十开关和第十一开关的状态也保持不变，第九电容和第十电容的状态不变，输出此时依然处于维持共模电压的状态。

根据本发明的带通滤波电路由于只有一个运放，所占用的芯片面积小，功耗也低，易于实现，满足MEMS陀螺仪电路设计的系统要求。并且，该带通滤波电路具有相关双采样(CDS)功能，能自动消除自身引入的直流偏移以及低频噪声，有利于整个陀螺仪驱动环路的系统设计。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出MEMS陀螺仪及其驱动电路的系统原理示意图；

图2示出根据本发明第一实施例的带通滤波电路的示意图；

图3示出根据本发明第一实施例的带通滤波电路的时序图；

图4示出根据本发明第二实施例的带通滤波电路的示意图；

图5示出根据本发明第二实施例的带通滤波电路的时序图；

图6示出根据本发明第三实施例的带通滤波电路的示意图；以及

图7示出根据本发明的实施例的带通滤波电路控制方法的流程图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

图1为MEMS陀螺仪及其驱动电路的系统原理示意图。MEMS陀螺仪驱动电路100包括驱动信号产生电路101和反馈信号处理电路102。驱动信号产生电路101向MEMS陀螺仪200的驱动梳齿电极201提供驱动信号，例如等幅正弦信号。反馈信号处理电路102从MEMS陀螺仪的驱动检测梳齿电极202获取驱动检测信号并进行处理，对驱动信号产生电路101进行反馈控制。

驱动信号产生电路101包括低通滤波电路1011、驱动可变增益放大器(VGA)模块1012、频率检测电路1013、锁相环(Phase-lockedloop,简称PLL)电路1014、时序产生和控制电路1016、驱动环路PID控制电路1015。在驱动信号产生电路101中，反馈电压信号经过低通滤波电路1011提供给驱动VGA模块1012，产生驱动信号，以及输出给频率检测电路1013。频率检测电路1013得到谐振频率，并且将该谐振频率提供给PLL模块1014，作为PLL模块1014的参考频率。PLL模块1014对参考频率进行倍频，获得时序控制信号的基本频率。由于PLL的特性，时序控制信号的基本频率与谐振频率同步。PLL模块1014控制驱动环路PID控制电路1015，并且控制时序产生和控制电路1016。时序产生和控制电路1016产生MEMS驱动电路工作所需要的一系列时序时钟信号ph1、ph2、ph3等。

反馈信号处理电路102包括电荷放大器1021、带通滤波电路1022、相移电路1023。在反馈信号处理电路102中，驱动检测信号经由电荷放大器1021放大，通过带通滤波电路1022滤波及相移电路1023的相移，形成满足上述闭环相位要求的反馈电压信号。

带通滤波电路1022滤除前级电路的直流偏移、低频噪声和带外高频噪声，既可以采用单端工作方式，也可以采用双端差分工作方式。正如下文将描述的那样，单端工作方式的带通滤波电路如图2所示，双端差分工作方式的带通滤波电路如图4和图6所示。

在陀螺仪驱动电路100闭环正常工作的情形下，MEMS陀螺仪200将锁定在谐振频率。

图2示出根据本发明第一实施例的带通滤波电路的示意图。带通滤波电路1022包括运算放大器Opamp，采用单端工作方式。运算放大器Opamp的同相输入端接收共模电压Vcm，反相输入端接收输入信号Vin，输出端提供输出信号Vout。

带通滤波电路1022还包括电容C1至C4以及开关S1至S5。电容C1、开关S2以及电容C2串联连接在输入信号Vin和运算放大器Opamp的反相输入端之间。电容C3连接在运算放大器Opamp的反相输入端和输出端之间，开关S3连接在运算放大器Opamp的反相输入端和输出端之间，电容C4的第一端连接到运算放大器Opamp的反相输入端，电容C4的第二端连接至开关S4的第一端，开关S4的第二端连接至输出端。带通滤波电路1022还包括连接在电容C1和开关S2的中间节点和共模电压Vcm之间的开关S1、以及连接在运算放大器Opamp的输出端和共模电压Vcm之间的开关S5。

本发明中涉及到的电容可以是双金属电容(MIM电容)或者是双多晶电容(PIP电容)，开关可以是MOS开关(单个NMOS管开关，或者PMOS开关，注意PMOS作开关的时候开关打开的有效电平变为低有效)，开关也可以是CMOS开关(即NMOS晶体管和PMOS晶体管并联形成的开关，NMOS管和PMOS管栅极控制的信号为互为反相信号)，运算放大器Opamp可以为满足工作要求的任何普通的运算放大器Opamp，例如折叠(Folded-Cascode)运算放大器Opamp、或者套筒式运算放大器Opamp等等。

在工作中，开关S1至S5在时序时钟信号ph1-ph3的控制下分别周期性地闭合或断开，其中，开关S1和S3受到时序时钟信号ph1的控制同时动作，开关S2和S4受到时序时钟信号ph2的控制同时动作，开关S5受到时序时钟信号ph3的控制动作。

图3示出根据本发明第一实施例的带通滤波电路的时序图，图7示出根据本发明的第一实施例的带通滤波电路控制方法的流程图。以下将结合图3和图7描述根据本发明的第一实施例的带通滤波电路控制方法。

在MEMS陀螺仪200中，驱动检测梳齿电极202利用电容原理检测驱动检测信号。在MEMS陀螺仪驱动电路100的反馈信号处理电路102中，驱动检测信号经由电荷放大器1021周期性采样，经由带通滤波电路1022滤除噪声。带通滤波电路1022接收输入信号Vin，对输入信号进行滤波，以产生输出信号Vout。进一步地，经由相移电路1023将输出信号Vout提供给MEMS陀螺仪驱动电路100的驱动信号产生电路101。

电荷放大器1021的采样周期为Ts。每个采样周期Ts包括采样阶段(t0至t1)和保持阶段(t1至t3)。带通滤波电路1022的输入信号Vin是在每个采样周期Ts的采样阶段获得的驱动检测信号的一部分波形，参见图3中的信号波形Vin。时序产生和控制电路1016产生用于控制带通滤波电路1022中的开关S1至S5的时序时钟信号ph1至ph3。时序时钟信号ph1至ph3的周期与采样周期Ts相同，参见图3中的信号波形ph1至ph3。

与电荷放大器1021的采样周期Ts相对应，带通滤波电路1022的工作周期分为信号采样及电荷转移、电容复位及保持两个阶段，其中复位电压为共模电压Vcm。

在信号采样及电荷转移步骤S01中，在运算放大器Opamp的反相输入端电容对信号采样，同时将采样引起的输入电荷变化的电荷转移至输出电容。

在t0至t1期间，时序时钟信号ph1和ph3为低电平，时序时钟信号ph2为高电平。开关S2和S4闭合，开关S1、S3和S5断开。输入信号Vin对电容C1和C2充电。电容C1和C2将变化的电荷转移到输出电容C3和C4上。由C1和C2转移的电荷存储在C3和C4，其电荷量等于此时输出的总电荷与C4储存的上次电荷之差。此时输出Vout有信号。

在电容复位及保持步骤S02中，将一部分电容复位，剩余的那部分电容维持上一个状态的电荷量保持不变。

在t1至t2期间，时序时钟信号ph1和ph3变为高电平，时序时钟信号ph2变为低电平。开关S2和S4断开，开关S1、S3和S5闭合。电容C1复位到共模电压Vcm。电容C2存储上次采样输入Vin后的电荷量不变。电容C3短接，从而也被复位。电容C4储存上次的输出信号Vout的电荷量不变。输出端复位到共模电压Vcm。

在t2至t3期间，时序时钟信号ph1保持高电平，时序时钟信号ph2保持低电平，时序时钟信号ph3从高电平变为低电平。开关S1、S2、S3、S4的状态也保持不变，开关S5断开。电容C1、C2、C3、C4的状态不变。输出端与共模电压Vcm之间断开，但是仍然经由开关S3短接至运算放大器Opamp的反相输入端。

该带通滤波电路的输入信号Vin和Vout的波形整体相似。尽管未在图3中放大示出，然而输入信号Vin经过带通滤波电路之后，可以滤除或衰减输入信号Vin携带的高频噪声和低频噪声，输出信号Vout相对于输入信号Vin是反相信号，并且滤除了带外噪声。

图4示出根据本发明第二实施例的带通滤波电路的示意图。带通滤波电路1022包括运算放大器Opamp，采用双端工作方式。运算放大器Opamp的反相输入端接收反相输入信号Vinm，同相输入端接收同相输入信号Vinp，反相输出端输出反相输出信号Voutm，同相输出端输出同相输出信号Voutp，整个输出信号大小Vout等于Voutm和Voutp的差。

带通滤波电路1022还包括电容C1至C4、C1’至C4’、开关S1至S5以及开关S1’至S4’，其中C1＝C1’，C2＝C2’，C3＝C3’，C4＝C4’。

电容C1、开关S2以及电容C2串联连接在反相输入信号Vinm和运算放大器Opamp的反相输入端之间。电容C3连接在运算放大器Opamp的反相输入端和同相输出端之间，开关S3连接在运算放大器Opamp的反相输入端和同相输出端之间，电容C4的第一端连接到运算放大器Opamp的反相输入端，电容C4的第二端连接至开关S4的第一端，开关S4的第二端连接至同相输出端。带通滤波电路1022还包括连接在电容C1和开关S2的中间节点和共模电压Vcm之间的开关S1、以及连接在运算放大器Opamp的同相输出端和反相输出端之间的开关S5。

类似地，电容C1’、开关S2’以及电容C2’串联连接在同相输入信号Vinp和运算放大器OPamp的同相输入端之间。电容C3’连接在运算放大器Opamp的同相输入端和反相输出端之间，开关S3’连接在运算放大器Opamp的同相输入端和反相输出端之间，电容C4’的第一端连接到运算放大器Opamp的同相输入端，电容C4’的第二端连接至开关S4’的第一端，开关S4’的第二端连接至反相输出端。带通滤波电路1022还包括连接在电容C1’和开关S2’的中间节点和共模电压Vcm之间的开关S1’。

在工作中，开关S1至S5在时序时钟信号ph1-ph3的控制下分别周期性地闭合或断开，其中，开关S1和开关S3受到时序时钟信号ph1的控制同时动作，开关S2和S4受到时序时钟信号ph2的控制同时动作，开关S5受到时序时钟信号ph3的控制动作。开关S1、S2、S3、S4分别和S1’、S2’、S3’、S4’联动，在下文中仅描述开关S1、S2、S3、S4、S5的动作，对开关S1’、S2’、S3’、S4’的动作不再描述。

图5示出根据本发明第二实施例的带通滤波电路的时序图，图7示出根据本发明的第二实施例的带通滤波电路控制方法的流程图。以下将结合图5和图7描述根据本发明的第二实施例的带通滤波电路控制方法。

在MEMS陀螺仪200中，驱动检测梳齿电极202利用电容原理检测驱动检测信号。在MEMS陀螺仪驱动电路100的反馈信号处理电路102中，驱动检测信号经由电荷放大器1021周期性采样获得差分输入信号，包括同相输入信号Vinp和反相输入信号Vinm，再经由带通滤波电路1022滤除噪声。带通滤波电路1022接收同相输入信号Vinp和反相输入信号Vinm，对同相输入信号Vinp和反相输入信号Vinm进行滤波，以产生同相输出信号Voutp和反相输出信号Voutm。整个输出信号大小Vout等于Voutm和Voutp的差。进一步地，经由相移电路1023将输出信号Vout提供给MEMS陀螺仪驱动电路100的驱动信号产生电路101。

电荷放大器1021的采样周期为Ts。每个采样周期Ts包括采样阶段(t0至t1)和保持阶段(t1至t3)。带通滤波电路1022的反相输入信号Vinm和同相输入信号Vinp是在每个采样周期Ts的采样阶段获得的驱动检测信号的一部分波形，参见图5中的信号波形Vinm和Vinp。时序产生和控制电路1016产生用于控制带通滤波电路1022中的开关S1至S5的时序时钟信号ph1至ph3。时序时钟信号ph1至ph3的周期与采样周期Ts相同，参见图5中的信号波形ph1至ph3。

在信号采样及电荷转移步骤S01中，在运算放大器Opamp的反相输入端电容和同相输入端电容对信号采样，同时将采样引起的输入电荷变化的电荷转移至输出电容。

在t0至t1期间，时序时钟信号ph1和ph3为低电平，时序时钟信号ph2为高电平。开关S2和S4闭合，开关S1、S3和S5断开。输入信号Vinm对电容C1和C2充电。电容C1和C2将变化的电荷转移到输出电容C3和C4上。由C1和C2转移的电荷存储在C3和C4，其电荷量等于此时输出的总电荷与C4储存的上次电荷之差。此时输出Vout有信号。

在电容复位及保持步骤S02中，将一部分电容复位，同时剩余的那部分电容维持上一个状态的电荷量，保持不变。

在t1至t2期间，时序时钟信号ph1和ph3变为高电平，时序时钟信号ph2变为低电平。开关S2和S4断开，开关S1、S3和S5闭合。电容C1复位到共模电压Vcm。电容C2存储上次采样输入Vinm的电荷。电容C3短接，从而也被复位。电容C4储存上次的输出信号Voutp的电荷。同相输出端与反相输出端短接从而复位。

在t2至t3期间，时序时钟信号ph1保持高电平，时序时钟信号ph2保持低电平，时序时钟信号ph3从高电平变为低电平。开关S1、S2、S3、S4的状态也保持不变，开关S5断开。电容C1、C2、C3、C4的状态不变。同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由开关S3短接至运算放大器Opamp的反相输入端。

该带通滤波电路的输入信号Vinm、Vinp和Vout的波形整体相似。如上所述，输出信号大小Vout等于Voutm和Voutp的差。尽管未在图5中放大示出，然而输入信号Vinm、Vinp经过带通滤波电路之后，可以滤除或衰减输入信号Vinm、Vinp携带的高频噪声和低频噪声，输出信号Vout相对于输入信号Vinm是反相信号，相对于输入信号Vinp同相信号，并且滤除了带外噪声。

图6示出根据本发明第三实施例的带通滤波电路的示意图。带通滤波电路1022包括运算放大器Opamp，采用双端工作方式。运算放大器Opamp的反相输入端接收反相输入信号Vinm，同相输入端接收同相输入信号Vinp，反相输出端输出反相输出信号Voutm，同相输出端输出同相输出信号Voutp，整个输出信号大小Vout等于Voutm和Voutp的差。

与图4所示的带通滤波电路相比，根据第三实施例的带通滤波电路包括附加的电容C5、C5’以及开关S6、S6’，与图4所示带通滤波电路类似的元件将不再赘述。

电容C5的第一端连接至运算放大器Opamp的同相输出端，第二端提供同相输出信号Voutp。开关S6连接在电容C5的第二端和共模电压Vcm之间。电容C5’的第一端连接至运算放大器Opamp的反相输出端，第二端提供反相输出信号Voutm。开关S6’连接在电容C5’的第二端和共模电压Vcm之间。开关S6和S6’联动，受到时序时钟信号ph1的控制动作。

电容C1和开关S1在时序时钟信号ph1为高电平的期间(即t1-t3期间)，可以将开关电容带通滤波电路的前一级电路输出的直流偏移存储在电容C1上，这样可以消除前一级电路直流偏移的影响。输出电容C5和开关S6，在ph1为高电平且ph3为低电平的期间(即t2-t3期间)，将开关电容带通滤波电路本身产生的直流偏移存储在电容C5上，从而在下级电路采样时消除该直流偏移。

在MEMS陀螺仪驱动电路100工作期间，带通滤波电路周期性地重复信号采样和电荷转移以及输出复位和保持的步骤，获得的输出信号Vout是输入信号Vinm和Vinp滤除噪声后的信号。

在上述的信号采样和电荷转移S01步骤中，假设电容C1和C2之间当前状态的节点电压为V_X(n)，电容C1和C2之间上一个状态的节点电压为V_X(n-1)，由于电容C1和C2串联，变化的电荷始终是相等的，即：ΔQ_C1＝ΔQ_C2 (1)

[V_in(n)-V_X(n)]·C₁＝[V_X(n)-V_X(n-1)]·C₂ (2)

由上式可知：

V_{X} (n) = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{X} (n - 1) + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (n) - - - (3)

在带通滤波电路上电开始工作时，电容C1和C2初始电压为0，可设V_X(0)＝0，V_in(0)＝0，逐步迭代可以得到V_X(nT)的表达式(输入用V_in(nT)表示，n为大于0的整数)：

V_{X} (T) = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{X} [(1 - 1) T] + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (T) = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (T) - - - (4)

\begin{matrix} V_{X} (2 T) = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{X} [(2 - 1) T] + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (2 T) \\ = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (T) + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (2 T) \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (T) + V_{in} (2 T)] \end{matrix} - - - (5)

\begin{matrix} V_{X} (3 T) = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{X} [(3 - 1) T] + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (3 T) \\ = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (T) + V_{in} (2 T)] + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (3 T) \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [{(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{2} \cdot V_{in} (T) + \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (2 T) + V_{in} (3 T)] \end{matrix} - - - (6)

……

\begin{matrix} V_{X} [(n - 1) T] = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{X} [(n - 1 - 1) T] + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} [(n - 1) T] \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\begin{matrix} {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 1 - 1} V_{in} (T) + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{1}})}^{n - 1 - 2} V_{in} (2 T) + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 1 - 3} V_{in} (3 T) \\ + . . . . . . + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 1 - (n - 2)} V_{in} [(n - 2) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 1 - (n - 1)} V_{in} [(n - 1) T] \end{matrix}] \end{matrix} - - - (7)

\begin{matrix} V_{X} (nT) = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{X} [(n - 1) T] + \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (nT) \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\begin{matrix} {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 1} V_{in} (T) + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 2} V_{in} (2 T) + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 3} V_{in} (3 T) \\ + . . . . . . + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - (n - 1)} V_{in} [(n - 1) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - n} V_{in} (nT) \end{matrix}] \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\begin{matrix} {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 1} V_{in} [(n - (n - 1)) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{n - 2} V_{in} [(n - (n - 2)) T] \\ + . . . . . . + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{1} V_{in} [(n - 1) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{0} V_{in} (nT) \end{matrix}] \end{matrix} - - - (8)

在nT时刻，从C1和C2转移到输出的电荷为：

\begin{matrix} Δ Q_{C 1} = Δ Q_{C 2} = [V_{in} (n) - V_{X} (n)] \cdot C_{1} = [V_{X} (n) - V_{X} (n - 1)] \cdot C_{2} \\ = [V_{in} (nT) - V_{X} ((n - 1) T)] \cdot \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}} \end{matrix} - - - (9)

根据步骤S01中的描述，从电容C1和C2转移到输出的电荷应该等于目前状态下输出总电荷与电容C4存储的上一状态电荷的差，可知：

[V_{in} (nT) - V_{X} ((n - 1) T)] \cdot \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}} = - [C_{3} \cdot V_{0} (nT) + C_{4} \cdot (V_{0} (nT) - V_{0} ((n - 1) T))] - - - (10)

将前面的电容C1和C2中间节点V_X((n-1)T)的表达式转成Z域，可以表示成：

\begin{matrix} Z (V_{x} (n - 1) T) = Z {\frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\begin{matrix} {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 1 - 1)} \cdot V_{in} [((n - 1) - (n - 2)) T] + {\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 1 - 2)} \cdot V_{i n} [((n - 1) - (n - 3)) T] \\ + . . . . . . + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 1) - (n - 2)} \cdot V_{in} [(n - 2) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{((n - 1) - (n - 1))} \cdot V_{in} [(n - 1) T] \end{matrix}]} \\ = Z {\frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\begin{matrix} {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 2)} \cdot V_{in} [((n - (n - 1)) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 3)} \cdot V_{in} [((n - (n - 2)) T] \\ + . . . . . . + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 1) - (n - 2)} \cdot V_{in} [(n - 2) T] + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{((n - 1) - (n - 1))} \cdot V_{in} [(n - 1) T] \end{matrix}]} \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot [\begin{matrix} {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 2)} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- (n - 1)} + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 3)} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- (n - 2)} + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{(n - 4)} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- (n - 3)} \\ + . . . . . . + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{1)} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 2} + {(\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}})}^{0} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \end{matrix}] \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot (1 + q + q^{2} + . . . . . . + q^{(n - 2)}) \\ = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - q^{(n - 1)}}{1 - q} \end{matrix} - - - (11)

其中，等比数列的q为：

这样上面的等式(10)可以在Z域表示成如下：(假设)

(V_{in} (Z) - \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - q^{(n - 1)}}{1 - q}) \cdot C_{12} = - [C_{3} + C_{4} (1 - Z^{- 1})] \cdot V_{O} (z) - - - (12)

令

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}; k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}

(1 - k_{1} \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - {(k_{2} \cdot Z^{- 1})}^{(n - 1)}}{1 - k_{2} \cdot Z^{- 1}}) \cdot C_{12} \cdot V_{in} (Z) = - [C_{3} + C_{4} (1 - Z^{- 1})] \cdot V_{o} (z) - - - (13)

其中，Vin(Z)表示的是Z域输入信号，V_O(Z)表示的是Z域输出信号。

根据式(13)可以推出开关电容带通滤波电路的Z域传递函数，Z域传递函数可以表示如下：

\begin{matrix} H (Z) = \frac{V_{0} (Z)}{V_{in} (Z)} = - \frac{(1 - k_{1} \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - {(k_{2} \cdot Z^{- 1})}^{(n - 1)}}{1 - k_{2} \cdot Z^{- 1}}) \cdot C_{12}}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{1})} \\ = \frac{C_{12} \cdot [(1 - k_{2} \cdot Z^{- 1}) - k_{1} \cdot Z^{- 1} \cdot (1 - {(k_{2} \cdot Z^{- 1})}^{(n - 1)})]}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})} \\ = \frac{C_{12} \cdot [(1 - (k_{1} + k_{2}) \cdot Z^{- 1}) + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot {(Z^{- 1})}^{n}}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})} \\ = \frac{C_{12} \cdot (1 - Z^{- 1} + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot {(Z^{- 1})}^{n})}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})} \end{matrix} - - - (14)

(k₁+k₂＝1)

将Z＝e^jΩ代入式(14)，可以得出开关电容带通滤波电路的频率响应表达式，频率响应可以表示如下：

\begin{matrix} H (e^{jΩ}) = - \frac{(1 - e^{- jΩ} + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot e^{- jnΩ}) \cdot C_{12}}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - e^{- jΩ})] \cdot (1 - k_{2} \cdot e^{- jΩ})} \\ = - \frac{(1 - \cos Ω + j \sin Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ - j \cdot k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ) \cdot C_{12}}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω + j \sin Ω)] \cdot (1 - k_{2} \cdot \cos Ω + j \cdot k_{2} \cdot \sin nΩ)} \\ = - \frac{[(1 - \cos Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ) + j (\sin Ω - k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ)] \cdot C_{12}}{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω + j \cdot C_{4} \cdot \sin Ω) \cdot (1 - k_{2} \cdot \cos Ω + j \cdot k_{2} \cdot \sin Ω)} \end{matrix} - - - (15)

根据频率响应的式(15)可以分别求出开关电容带通滤波电路的幅频特性和相频特性。

幅频响应为：

\begin{matrix} | H (e^{jΩ}) | = \frac{\sqrt{{(1 - \cos Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ)}^{2} + {(\sin Ω - k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ)}^{2}} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω)}^{2} + {C_{4}}^{2} \sin^{2} Ω} \cdot \sqrt{{(1 - k_{2} \cdot \cos Ω)}^{2} + {(k_{2} \cdot \sin Ω)}^{2}}} \\ \approx \frac{\sqrt{{(1 - \cos Ω)}^{2} + {(\sin Ω)}^{2}} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω)}^{2} + {C_{4}}^{2} \sin^{2} Ω} \cdot \sqrt{{(1 - k_{2} \cdot \cos Ω)}^{2} + {(k_{2} \cdot \sin Ω)}^{2}}} \\ = \frac{\sqrt{2 (1 - \cos Ω)} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4})}^{2} + {C_{4}}^{2} - 2 C_{4} (C_{3} + C_{4}) \cdot \cos Ω} \cdot \sqrt{1 + {k_{2}}^{2} - 2 k_{2} \cdot \cos Ω}} \end{matrix} - - - (16)

因为n远大于1(基本上都在10以上，比如n＝20,40等)，k1+k2＝1，所以上述等式中的k₁k₂ ^n-1≈0。

相频特性为：

Φ \approx π + (\arctan \frac{\sin Ω}{1 - \cos Ω} - \arctan \frac{C_{4} \cdot \sin Ω}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω)} - \arctan \frac{k_{2} \cdot \sin Ω}{(1 - k_{2} \cdot \cos Ω)}) - - - (17)

上面各个等式中的频率变量Ω为弧度，Ω可以表示为

Ω \cdot ω \cdot T_{s} = 2 πf \cdot T_{s} = 2 π \frac{f}{f_{s}} - - - (18)

其中Ts为采样频率周期(fs为采样频率)，f为信号频率。

在陀螺仪驱动环路中，包络信号频率f即为陀螺仪的谐振频率，fs为后面PLL基于该谐振频率倍频来的采样频率周期，采样频率和信号频率的比值总是保持不变的，这样不管谐振频率怎么漂移，幅频和相频特性是不变的。

对式(16)一阶求导，并置零可以求出中心频率Ω₀

Ω_{0} = \arccos (1 - \frac{C_{3} \cdot k_{1}}{2 \sqrt{C_{4} k_{2} (C_{3} + C_{4})}}) - - - (19)

在具体设计中，设C0为一个单位电容大小，C1＝143*C0，C2＝61*C0，C3＝1*C0，C4＝65*C0，则有：

C₁₂＝42.76*C0；

k₁＝0.7；k₂＝0.3

代入式(19)可求出，开关电容带通滤波电路的中心频率为

Ω_{0} = \arccos (1 - \frac{C_{3} \cdot k_{1}}{2 \sqrt{C_{4} k_{2} (C_{3} + C_{4})}}) = {8.01}^{0} \approx \frac{π}{22.47} - - - (20)

根据中心频率，设计时取采样频率和信号频率的比值

这样信号频率基本上正好是开关电容带通滤波电路中心频率。

将上面的电容等参数代入式(16)和式(17)，可以分别求出增益和相移。如果将Ω作为频率变量，则可以得出幅频和相频曲线。

\begin{matrix} Gain = \frac{\sqrt{2 (1 - \cos Ω)} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4})}^{2} + {C_{4}}^{2} - 2 C_{4} (C_{3} + C_{4}) \cdot \cos Ω} \cdot \sqrt{1 + {k_{2}}^{2} - 2 k_{2} \cdot \cos Ω}} \\ = \frac{\sqrt{2 (1 - 0.98982)} \cdot 42.76}{\sqrt{{(1 + 65)}^{2} + 65^{2} - 2 \cdot 65 (1 + 65) \cdot 0.98982} \cdot \sqrt{1 + {0.3}^{2} - 2 \cdot 0.3 \cdot 0.98982}} \\ = \frac{6.047}{6.05567} \approx 1 \end{matrix} - - - (21)

\begin{matrix} Φ \approx π + (\arctan \frac{\sin Ω}{1 - \cos Ω} - \arctan \frac{C_{4} \cdot \sin Ω}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω)} - \arctan \frac{k_{2} \cdot \sin Ω}{(1 - k_{2} \cdot \cos Ω)}) \\ = π + (\arctan \frac{0.1423}{0.01} - \arctan \frac{65 \cdot 0.1423}{1 + 65 \cdot (1 - 0.98982)} - \arctan \frac{0.3 \cdot 0.1423}{(1 - 0.3 \cdot 0.98982)}) \\ = π + ({85.9}^{0} - {79.9}^{0} - {3.5}^{0}) \\ = π + {2.5}^{0} = π + \frac{π}{72} \approx π \end{matrix} - - - (22)

按照上面给出的电容和Ω值，可以设计出一个增益接近为1、相移约为180°的带通滤波电路，从而满足MEMS陀螺仪驱动电路滤波的要求。

本发明设计的带通滤波电路结构新颖，且只有一个运算放大器Opamp，所占用的芯片面积小，功耗也低，易于实现，满足MEMS陀螺仪电路设计的系统要求。

本发明设计的带通滤波电路，不仅仅可以用于陀螺仪驱动电路之中，同时适用于其他需要带通滤波的开关电容电路。该带通滤波电路的中心频率大小可以根据公式(19)，增益大小可以根据公式(16)灵活调整，设计出适合各种应用场合的电路实例。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims

1.一种带通滤波电路，所述带通滤波电路接收输入信号，并且提供滤除输入信号中带外噪声的有效带内输出信号，所述输入信号是第一频率的周期信号按照第二频率fs采样获得的信号，所述第一频率是输入信号的包络信号的频率f，第一频率小于第二频率，所述带通滤波电路包括：

运算放大器，所述运算放大器具有同相输入端、反相输入端和输出端；

第一电容和第二开关，串联连接并且第一电容接收输入信号；

第一开关，连接在第一电容和第二开关的中间节点与共模电压之间；

第二电容，连接在第二开关和运算放大器的反相输入端之间；

第三电容和第三开关，并联连接在运算放大器的反相输入端与输出端之间；

第四电容和第四开关，串联连接在运算放大器的反相输入端与输出端之间；以及

第五开关，连接在运算放大器的输出端与共模电压之间，

其中，在带通滤波电路的工作期间，第一至第五开关在多个时序时钟信号的控制下闭合或断开。

2.根据权利要求1所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路的工作周期、以及所述多个时序时钟信号各自的周期与所述输入信号的采样周期相等。

3.根据权利要求2所述的带通滤波电路，其中，所述多个时序时钟信号包括第一时序时钟信号、第二时序时钟信号和第三时序时钟信号。

4.根据权利要求3所述的带通滤波电路，其中，所述第一和第三开关受到第一时序时钟信号的控制，第二和第四开关受到第二时序时钟信号的控制，第五开关受到第三时序时钟信号的控制。

5.根据权利要求4所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，

在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，此时产生输出信号，

在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，输出端复位到共模电压，以及

在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，输出端与共模电压之间断开，但是输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端。

6.根据权利要求5所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路产生的相位差由第一频率、第二频率以及第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的电容值确定。

7.根据权利要求6所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路产生的相位差Φ为：

Φ \approx π + (\arctan \frac{\sin Ω}{1 - \cos Ω} - \arctan \frac{C_{4} \cdot \sin Ω}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω)} - arctna \frac{k_{2} \cdot \sin Ω}{1 - k_{2} \cdot \cos Ω})

其中，

Ω = ω \cdot T_{S} = 2 πf \cdot T_{S} = 2 π \frac{f}{f_{S}},

k_{2} = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

8.根据权利要求7所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路产生的相位差为约180°。

9.根据权利要求5所述的带通滤波电路，其中，在所述带通滤波电路的工作周期内，从第一电容和第二电容转移的电荷在Z域表示为：

(V_{in} (Z) - \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - q^{(n - 1)}}{1 - q}) \cdot C_{12} = - [C_{3} + C_{4} (1 - Z^{- 1})] \cdot V_{O} (z)

其中，

q = (\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}) \cdot Z^{- 1},

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}};

C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值，Vin(Z)表示的是Z域输入信号，V_O(Z)表示的是Z域输出信号。

10.根据权利要求5所述的带通滤波电路，其中，Z域传递函数表示为：

H (Z) = \frac{V_{0} (Z)}{V_{in} (Z)} = \frac{C_{12} \cdot (1 - Z^{- 1} + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot {(Z^{- 1})}^{n})}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})}

其中，

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

11.根据权利要求5所述的带通滤波电路，其中，频率响应表示为：

H (e^{jΩ}) = - \frac{[(1 - \cos Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ) + j (\sin Ω - k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ)] \cdot C_{12}}{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω + j \cdot C_{4} \cdot \sin Ω) \cdot (1 - k_{2} \cdot \cos Ω + j \cdot k_{2} \cdot \sin Ω)}

其中，

Ω = ω \cdot T_{S} = 2 πf \cdot T_{S} = 2 π \frac{f}{f_{S}},

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

Ω为弧度，与第一频率f和第二频率fs的比值有关，f表示第一频率，fs表示第二频率，C1表示第一电容的电容值，C2表示第二电容的电容值，C3表示第三电容的电容值，C4表示第四电容的电容值，n为大于零的整数。

12.根据权利要求5所述的带通滤波电路，其中，幅频响应表示为：

| H (e^{jΩ}) | = \frac{\sqrt{2 (1 - \cos Ω)} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4})}^{2} + {C_{4}}^{2} - {2 C}_{4} (C_{3} + C_{4}) \cdot \cos Ω} \cdot \sqrt{1 + {k_{2}}^{2} - 2 k_{2} \cdot \cos Ω}}

其中，

Ω = ω \cdot T_{S} = 2 πf \cdot T_{S} = 2 π \frac{f}{f_{S}},

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

13.根据权利要求5所述的带通滤波电路，其中，中心频率Ω₀表示为：

Ω_{0} = \arccos (1 - \frac{C_{3} \cdot k_{1}}{2 \sqrt{C_{4} k_{2} (C_{3} + C_{4})}})

其中，

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

14.根据权利要求4所述的带通滤波电路，其中，所述运算放大器的同相输入端接收共模电压。

15.根据权利要求14所述的带通滤波电路，其中，所述输入信号为包括同相输入信号和反相输入信号的差分输入信号，所述运算放大器的输出端包括同相输出端和反相输出端，所述输出信号为所述运算放大器的同相输出端和反相输出端之间的电压差，

其中，第一电容接收反相输入信号，

第三电容和第三开关并联连接在运算放大器的反相输入端和同相输出端之间，

第四电容和第四开关串联连接在运算放大器的反相输入端和同相输出端之间，以及

第五开关连接在运算放大器的同相输出端与反相输出端之间。

16.根据权利要求15所述的带通滤波电路，还包括：

第五电容和第七开关，串联连接并且第五电容接收同相输入信号；

第六开关，连接在第五电容和第七开关的中间节点与共模电压之间；

第六电容，连接在第七开关和运算放大器的同相输入端之间；

第七电容和第八开关，并联连接在运算放大器的同相输入端与反相输出端之间；以及

第八电容和第九开关，串联连接在运算放大器的同相输入端与反相输出端之间。

17.根据权利要求16所述的带通滤波电路，其中，第六开关与第一开关同时闭合或断开，第七开关与第二开关同时闭合或断开，第八开关与第三开关同时闭合或断开，第九开关与第四开关同时闭合或断开。

18.根据权利要求17所述的带通滤波电路，其中，所述第六开关和第八开关受到第一时序时钟信号的控制，第七和第九开关受到第二时序时钟信号的控制。

19.根据权利要求18所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，

在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，反相输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，第七开关和第九开关闭合，第六开关、第八开关和第五开关断开，同相输入信号对第五电容和第六电容充电，第五电容和第六电容将变化的电荷转移到输出第七电容和第八电容上，由第五电容和第六电容转移的电荷存储在第七电容和第八电容，其电荷量等于此时输出的总电荷与第八电容储存的上次电荷之差，此时输出端产生输出信号，

在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，第七开关和第九开关断开，第六开关、第八开关和第五开关闭合，第五电容复位到共模电压，第六电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第七电容短接，从而也被复位，第八电容储存上次的输出信号的电荷量不变，同相输出端与反相输出端短接从而将输出复位，输出此时处于复位到共模电压的状态，以及

在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，第六开关、第七开关、第八开关、第九开关的状态也保持不变，第五开关断开，第五电容、第六电容、第七电容、第八电容的状态不变，同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端，反相输出端仍然经由第八开关短接至运算放大器的同相输入端，输出此时依然处于维持共模电压的状态。

20.根据权利要求18所述的带通滤波电路，还包括：

第九电容，第一端连接到运算放大器的同相输出端，第二端提供同相输出信号；

第十电容，第一端连接到运算放大器的反相输出端，第二端提供反相输出信号；

第十开关，连接在第九电容的第二端与共模电压之间；以及

第十一开关，连接在第十电容的第二端与共模电压之间。

21.根据权利要求20所述的带通滤波电路，其中，所述第十开关与第十一开关受到第一时序时钟信号的控制。

22.根据权利要求21所述的带通滤波电路，其中，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，

在第一时间段内，第一和第三时序时钟信号为低电平，第二时序时钟信号为高电平，第二开关和第四开关闭合，第一开关、第三开关和第五开关断开，反相输入信号对第一电容和第二电容充电，第一电容和第二电容将变化的电荷转移到输出第三电容和第四电容上，由第一电容和第二电容转移的电荷存储在第三电容和第四电容，第一电容和第二电容转移的电荷量等于此时输出的总电荷与第四电容储存的上次电荷之差，第七开关和第九开关闭合，第六开关、第八开关和第五开关断开，同相输入信号对第五电容和第六电容充电，第五电容和第六电容将变化的电荷转移到输出第七电容和第八电容上，由第五电容和第六电容转移的电荷存储在第七电容和第八电容，其电荷量等于此时输出的总电荷与第八电容储存的上次电荷之差，第十开关和第十一开关断开，第九电容和第十电容充电，此时产生输出信号，

在第二时间段内，第一和第三时序时钟信号变为高电平，第二时序时钟信号变为低电平，第二开关和第四开关断开，第一开关、第三开关和第五开关闭合，第一电容复位到共模电压，第二电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第三电容短接，从而也被复位，第四电容储存上次的输出信号的电荷量不变，第七开关和第九开关断开，第六开关、第八开关和第五开关闭合，第五电容复位到共模电压，第六电容存储上次采样输入后的电荷量不变，第七电容短接，从而也被复位，第八电容储存上次的输出信号的电荷量不变，同相输出端与反相输出端短接从而将输出复位，第十开关和第十一开关闭合，第九电容和第十电容复位，输出此时处于复位到共模电压的状态，以及

在第三时间段内，第一时序时钟信号保持高电平，第二时序时钟信号保持低电平，第三时序时钟信号从高电平变为低电平，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关的状态也保持不变，第五开关断开，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的状态不变，第六开关、第七开关、第八开关、第九开关的状态也保持不变，第五开关断开，第五电容、第六电容、第七电容、第八电容的状态不变，同相输出端与反相输出端之间断开，但是同相输出端仍然经由第三开关短接至运算放大器的反相输入端，反相输出端仍然经由第八开关短接至运算放大器的同相输入端,第十开关和第十一开关的状态也保持不变，第九电容和第十电容的状态不变，输出此时依然处于维持共模电压的状态。

23.一种MEMS陀螺仪驱动电路，包括根据权利要求1至22中任一项所述的带通滤波电路。

24.一种用于根据权利要求1所述的带通滤波电路的控制方法，在所述带通滤波电路的每个工作周期中依次执行以下步骤：

信号采样及电荷转移步骤，其中在运算放大器的输入端，对输入信号进行电荷采样，并将采样引起的输入端电容变化的电荷从运算放大器的输入端转移至输出电容；以及

电容复位及保持步骤，其中将第一电容、第三电容复位至共模电压，将第二电容和第四电容维持上一状态，保持电荷不变。

25.根据权利要求24所述的方法，其中，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，所述信号采样及电荷转移步骤包括第一时间段的开关控制，所述电容复位及保持步骤包括第二和第三时间段的开关控制：

26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述带通滤波电路产生的相位差由第一频率、第二频率以及第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的电容值确定。

27.根据权利要求26所述的方法，其中，所述带通滤波电路产生的相位差Φ为：

Φ \approx π + (\arctan \frac{\sin Ω}{1 - \cos Ω} - \arctan \frac{C_{4} \cdot \sin Ω}{C_{3} + C_{4} \cdot (1 - \cos Ω)} - arctna \frac{k_{2} \cdot \sin Ω}{1 - k_{2} \cdot \cos Ω})

其中，

Ω = ω \cdot T_{S} = 2 πf \cdot T_{S} = 2 π \frac{f}{f_{S}},

k_{2} = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述带通滤波电路产生的相位差为约180°。

29.根据权利要求25所述的方法，其中，在所述带通滤波电路的工作周期内，从第一电容和第二电容转移的电荷在Z域表示为：

(V_{in} (Z) - \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}} \cdot V_{in} (Z) \cdot Z^{- 1} \cdot \frac{1 - q^{(n - 1)}}{1 - q}) \cdot C_{12} = - [C_{3} + C_{4} (1 - Z^{- 1})] \cdot V_{O} (z)

其中，

q = (\frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}) \cdot Z^{- 1},

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}};

30.根据权利要求25所述的方法，其中，Z域传递函数表示为：

H (Z) = \frac{V_{0} (Z)}{V_{in} (Z)} = \frac{C_{12} \cdot (1 - Z^{- 1} + k_{1} \cdot {k_{2}}^{n - 1} \cdot {(Z^{- 1})}^{n})}{[C_{3} + C_{4} \cdot (1 - Z^{- 1})] \cdot (1 - k_{2} \cdot Z^{- 1})}

其中，

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

31.根据权利要求25所述的方法，其中，频率响应表示为：

H (e^{jΩ}) = - \frac{[(1 - \cos Ω + k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \cos nΩ) + j (\sin Ω - k_{1} {k_{2}}^{n - 1} \cdot \sin nΩ)] \cdot C_{12}}{(C_{3} + C_{4} - C_{4} \cdot \cos Ω + j \cdot C_{4} \cdot \sin Ω) \cdot (1 - k_{2} \cdot \cos Ω + j \cdot k_{2} \cdot \sin Ω)}

其中，

Ω = ω \cdot T_{S} = 2 πf \cdot T_{S} = 2 π \frac{f}{f_{S}},

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

32.根据权利要求25所述的方法，其中，幅频响应表示为：

| H (e^{jΩ}) | = \frac{\sqrt{2 (1 - \cos Ω)} \cdot C_{12}}{\sqrt{{(C_{3} + C_{4})}^{2} + {C_{4}}^{2} - {2 C}_{4} (C_{3} + C_{4}) \cdot \cos Ω} \cdot \sqrt{1 + {k_{2}}^{2} - 2 k_{2} \cdot \cos Ω}}

其中，

Ω = ω \cdot T_{S} = 2 πf \cdot T_{S} = 2 π \frac{f}{f_{S}},

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

C_{12} = \frac{C_{1} \cdot C_{2}}{C_{1} + C_{2}},

33.根据权利要求25所述的方法，其中，中心频率Ω₀表示为：

Ω_{0} = \arccos (1 - \frac{C_{3} \cdot k_{1}}{2 \sqrt{C_{4} k_{2} (C_{3} + C_{4})}})

其中，

k 1 = \frac{C_{1}}{C_{1} + C_{2}}, k 2 = \frac{C_{2}}{C_{1} + C_{2}}, k_{1} + k_{2} = 1,

34.一种用于根据权利要求16所述的带通滤波电路的控制方法，在所述带通滤波电路的每个工作周期中依次执行以下步骤：

电容复位及保持步骤，其中将第一电容、第三电容、第五电容、第七电容复位至共模电压，将第二电容、第四电容、第六电容、第八电容维持上一状态，保持电荷不变。

35.根据权利要求34所述的方法，其中，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，所述信号采样及电荷转移步骤包括第一时间段的开关控制，所述电容复位及保持步骤包括第二和第三时间段的开关控制：

36.一种用于根据权利要求21所述的带通滤波电路的控制方法，在所述带通滤波电路的每个工作周期中依次执行以下步骤：

电容复位及保持步骤，其中将第一电容、第三电容、第五电容、第七电容、第九电容、第十电容复位至共模电压，将第二电容、第四电容、第六电容、第八电容维持上一状态，保持电荷不变。

37.根据权利要求36所述的方法，其中，所述带通滤波电路的工作周期分为连续的第一至第三时间段，所述信号采样及电荷转移步骤包括第一时间段的开关控制，所述电容复位及保持步骤包括第二和第三时间段的开关控制：