CN103822623A - 一种振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，陀螺检测信号经放大和滤波后分两路进入同步解调电路：一路由锁相环产生的参考信号进行解调，经低通滤波后得角速度信号；另一路由锁相环产生的参考信号相移90度后进行解调，经低通滤波后，提取出检测信号中的正交误差信号的电压幅值并经过积分电路得到反馈控制电压；该电压经过单双转换电路，被驱动检测电容调制到驱动频率上，产生反馈电流补偿检测轴方向上的正交位移电流，进而消除检测信号中的正交误差量，最终得到纯净的角速度。本发明通过反馈补偿微陀螺检测轴方向上的正交位移电流的方法来消除角速度检测环路中的正交误差量，实现了振动式硅微机械陀螺正交误差的高精度闭环补偿。

Description

一种振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路

技术领域

本发明涉及一种硅微机械陀螺正交误差的消除电路，属于模拟集成电路技术领域。

背景技术

在实际生产中,由于加工微机械陀螺仪的微细加工技术的非完善性，会给微陀螺带来误差,主要有驱动电容不匹配引起的耦合误差,驱动和检测轴不垂直带来的正交误差等，其中正交误差是微机械陀螺信号检测的主要误差源，它与角速度包络信号频率相同、相位相差90度，对于一般的运算放大器或者滤波器很难将其滤除，而其大小将直接影响到陀螺仪的零位输出以及温度漂移。因此为了提高振动式微陀螺性能，必须消除正交误差的影响。

目前有关消除正交误差影响的电路，大都采用对检测输出进行同步解调的方法。同步解调方法选取微陀螺的检测位移信号与驱动位移信号经移相所得的参考信号进行乘法运算再经由低通滤波得到。然而由于现有模拟集成电路中移相电路的精度限制以及电路中电子元件输出漂移的影响，移相角度通常会发生变化。因此采用传统的同步解调方法时，输出结果中仍有较大的正交误差残余量。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路。

为解决上述技术问题，本发明提出了一种反馈补偿微陀螺检测轴方向上的正交位移电流的方法来消除角速度检测环路中的正交误差电压，即在传统的角速度同步解调电路中加入了增加了一个解调模块、单双转换电路和增加陀螺驱动轴上的一组电容C1和C2（位置等同于驱动检测电容）来实现振动式硅微机械陀螺正交误差的闭环补偿。

一种振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，

微机械陀螺传感器检测位移电流i(t)表示为正交位移电流i_quad(t)和科氏力位移电流i_coriolis(t)的线性相加：

i(t)=i_quad(t)+i_coriolis(t)=i_quad*sin(ω_dt)+i_coriolis*Ω_Z*cos(ω_dt)       （1）

其中，i_quad是i_quad(t)的幅值；i_coriolis是i_coriolis(t)的幅值；ω_d为驱动谐振频率，t为时间，Ω_Z为角速度；

设Y为检测轴方向，X¹为驱动轴方向，两者偏离垂直方向的角度为β；当质量块M受到静电驱动力Fsin(ω_dt)在X¹方向谐振后，如果同时以角速度Ω_Z绕Z轴旋转，则M因受科氏力作用而在Y¹方向谐振，则Y¹与检测轴Y偏离角度为β；

陀螺检测位移电流i(t)经过电荷放大器、多级线性放大电路后，经中心频率为驱动谐振频率ω_d的带通滤波电路滤波，滤波后的电压vin(t)分两路进入同步解调电路：其中一路由锁相环产生的参考信号进行解调，该参考信号的相位与驱动模态信号相差90度，经过低通滤波后得角速度Ω_Z；另一路由锁相环产生的与驱动模态同频同相位的参考信号进行解调，经低通滤波后，提取出电压vin(t)中正交误差信号的电压幅值并经过积分电路得到反馈控制电压V_quad；该电压经过单双转换电路，被驱动检测电容调制到频率sin(ω_dt)上，反馈补偿检测轴Y方向上的正交位移电流，进而消除电压vin(t)中的正交误差电压量，最终解调得到纯净的角速度。

检测输出电压vin(t)表示为：

其中，V_quad=i_quad*R_f*A₀，为正交误差信号的电压幅值；V_coriolis=i_coriolis*R_f*A₀，为科氏力引起的电压幅值；R_f为电荷放大器的等效反馈阻抗，A₀为多级线性放大电路的增益，为由二阶系统传递引起的实际相移。

锁相环产生2路解调参考信号：角速度解调参考信号cos(ω_dt+φ)和正交误差解调参考信号sin(ω_dt+φ)，φ为二阶系统传递的理论相移。

检测输出电压vin(t)经锁相环产生角速度解调参考信号cos(ω_dt+φ)进行解调，经低通滤波后的信号为：

锁相环产生的正交误差解调参考信号sin(ω_dt+φ)，经解调和低通滤波后得：

公式(4)中，是提取的正交误差信号电压幅值。

提取出电压vin(t)中正交误差信号的电压幅值经过积分电路得到反馈控制电压V_quad；

反馈电流补偿的步骤为：

设驱动轴X1的驱动静电力为Fsin(ω_dt)，驱动方向的位移X¹，根据经典的二维自由度运动方程，当陀螺在X¹方向谐振后：

x¹=B*sin(ω_dt-90)=-B*cos(ω_dt)           （5）

$v_x^1=\frac{d\left(x^1\right)}{\mathrm{dt}}=B*{\mathrm{\ω}}_d*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{d}t\right)---\left(6\right)$

其中，B为与陀螺运动质量块的质量；

根据科氏力方程，当同时以角速度Ω_Z绕Z轴旋转，则科氏力加速度a_coriolis：

$a_{\mathrm{coriolis}}=2*{\mathrm{\Ω}}_Z*v_x^1---\left(7\right)$

反馈控制电压V_quad经过单双转换电路转换产生差分电压V_quad和V_DD-V_quad，分别加载到电容C1和C2的固定极板上，电容可动极板的电压为V_DD/2，其中，V_DD为电源电压；

电容C1和C2极板间的偏置电压分别：V_B=(V_quad-V_DD/2)，-V_B=(V_DD/2-V_quad)，设电容C1和C2的梳齿数均为N₁，反馈补偿电流i_qcomp(t)为：

$i_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=\frac{d\left(Q\right)}{\mathrm{dt}}=[V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}+C\frac{d\left(V\right)}{\mathrm{dt}}]=V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}---\left(8\right)$

其中，V=V_quad-V_DD/2定值，电容

考虑差分电容检测：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=2V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}=2*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}\\ =2*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*{\mathrm{\ω}}_0*N_1*\frac{y_0}{z_0}*\frac{{\mathrm{dx}}^1}{\mathrm{dt}}\sin \mathrm{\β}\end{array}---\left(9\right)$

其中，ε₀为介电常数，y₀为梳齿间距，z₀为梳齿宽度，N₁为梳齿数；

由（6）和（9）有：

$i_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=[2*N_1*{\mathrm{\ϵ}}_0*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*\frac{y_0}{z_0}*B*{\mathrm{\ω}}_d*\sin \left(\mathrm{\β}\right)]*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{d}t\right)---\left(10\right)$

由（10）和（1）知，正交位移电流i_quad(t)和反馈补偿电流i_qcomp(t)同频，且都被调制在sin(ω_dt)上，当积分电路达到动态平衡时，两者幅值相等且相位相反，完成补偿。

本发明所达到的有益效果：

本发明通过反馈补偿微陀螺检测轴方向上的正交位移电流的方法来消除角速度检测环路中的正交误差电压，即在传统的角速度同步解调电路中增加了一个解调模块、单双转换电路和增加陀螺驱动轴上的一组电容C1和C2来实现硅微机械陀螺正交误差的闭环补偿，提高了补偿精度。

附图说明

图1正交误差说明示意图；

图2本发明的微机械陀螺正交误差闭环补偿电路；

图3本发明的另一微机械陀螺正交误差闭环补偿电路。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1所示，设Y为检测轴方向，X¹为驱动轴方向，两者偏离垂直方向的角度为β；当质量块M受到静电驱动力Fsin(ω_dt)在X¹方向谐振后，如果同时以角速度Ω_Z绕Z轴旋转，则M因受科氏力作用而在Y¹方向谐振，则Y¹与检测轴Y偏离角度为β。

硅微机械陀螺传感器结构在加工制作过程中，由于工艺精度和材料应力等原因，使得驱动轴与检测轴不完全垂直。当质量块M沿驱动轴X¹振动时，其在X¹方向的振动位移在检测轴Y方向也产生了振动位移分量。因此，检测轴Y方向的振动位移是科氏力产生的振动位移和驱动方向的振动位移在检测方向分量的合成，且两者相位差90度。因此，总的检测位移电流i(t)表示为正交位移电流i_quad(t)和科氏力位移电流i_coriolis(t)的线性相加：

i(t)=i_quad(t)+i_coriolis(t)=i_quad*sin(ω_dt)+i_coriolis*Ω_Z*cos(ω_dt)     （1）

其中，i_quad是i_quad(t)的幅值，它与检测电容梳齿数目、电容极板偏置压差、梳齿宽度和梳齿间距等参数有关；i_coriolis是i_coriolis(t)的幅值，它与检测电容梳齿数目、偏置压差、极板距离，驱动速度幅值、梳齿宽度和梳齿间距等参数有关。ω_d驱动谐振频率，t为时间；Ω_Z为角速度。

如图2所示，陀螺检测位移电流经过电荷放大器、多级线性放大电路放大后，经中心频率为驱动谐振频率ω_d的带通滤波电路滤除高频毛刺和驱动耦合电压等，转变为电压信号vin(t)。该电压信号分两路进入同步解调电路,其中一路由锁相环PLL产生的参考频率进行解调，其相位与驱动模态信号相差90度，为cos(ω_dt+φ)，为经过低通滤波后可得角速度Ω_Z；另一路由锁相环产生的与驱动模态同频同相位的参考信号，sin(ω_dt+φ)，经解调和低通滤波后，提取出vin(t)中正交误差信号的电压幅值并经过积分电路得到反馈控制电压V_quad。该电压经过单双转换电路，被驱动检测电容调制到频率sin(ω_dt)上，反馈补偿检测轴Y方向上的正交位移电流，进而消除vin(t)中的正交误差电压量，最终解调得到纯净的角速度。其中φ为二阶系统传递的理论相移。

检测输出电压vin(t)可以表示为：

其中，V_quad=i_quad*R_f*A₀，V_coriolis=i_coriolis*R_f*A₀。其中，V_quad为正交误差信号的电压幅值；V_coriolis为检测到的角速度电压幅值；R_f为电荷放大器的等效跨，A₀为多级线性放大的增益，

为由二阶系统传递引起的实际相移。

（1）锁相环

锁相环产生2路解调参考信号，它们是由驱动检测信号经整形、相移后的信号经锁相环锁定产生：角速度解调参考信号cos(ω_dt+φ)和正交误差解调参考信号sin(ω_dt+φ)。理想情况下有

但实际系统中，陀螺工作特性的变化以及电路器件的老化、温漂等，

因此，vin(t)*cos(ω_dt+φ)经低通滤波后有：

公式（3）的输出结果中，不仅有角速度Ω_Z的相关信息，还有较大的正交误差残余量：当

变化时，直流量

也发生变化，严重影响陀螺的零偏稳定性。

（2）正交误差信号电压幅值提取

vin(t)经第二个解调电路和低通滤波后：

公式(4)中，

是正交误差电压幅值。

可以看做绝对误差。

（3）反馈电流补偿

设驱动轴X¹的静电驱动力为Fsin(ω_dt)，驱动方向的位移X¹，根据经典的二维自由度运动方程，当陀螺在X¹方向谐振后：

x¹=B*sin(ω_dt-90)=-B*cos(ω_dt)           （5）

$v_x^1=\frac{d\left(x^1\right)}{\mathrm{dt}}=B*{\mathrm{\ω}}_d*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{d}t\right)---\left(6\right)$

其中，B为与陀螺运动质量块的质量，是与驱动方向的阻尼系数、谐振频率等大小相关的量。

根据科氏力方程，当同时以角速度Ω_Z绕Z轴旋转，则科氏力加速度a_coriolis：

$a_{\mathrm{coriolis}}=2*{\mathrm{\Ω}}_Z*v_x^1---\left(7\right)$

V_quad经过单双转换电路（单端输入转双端或差分输出）产生差分电压V_quad和V_DD-V_quad，分别加载到电容C1和C2的固定极板上，电容可动极板的电压为V_DD/2，其中V_DD为电源电压。电容C1和C2极板间的偏置电压分别：V_B=(V_quad-V_DD/2)，-V_B=(V_DD/2-V_quad)，设电容C1和C2的梳齿数均为N₁，当系统稳定后，反馈补偿电流i_qcomp(t)为：

$i_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=\frac{d\left(Q\right)}{\mathrm{dt}}=[V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}+C\frac{d\left(V\right)}{\mathrm{dt}}]=V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}---\left(8\right)$

其中，V=V_quad-V_DD/2定值，

考虑差分电容检测：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=2V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}=2*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}\\ =2*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*{\mathrm{\ω}}_0*N_1*\frac{y_0}{z_0}*\frac{{\mathrm{dx}}^1}{\mathrm{dt}}\sin \mathrm{\β}\end{array}---\left(9\right)$

式中，ε₀为介电常数，y₀为梳齿间距，z₀为梳齿宽度，N₁为梳齿数。

由（6）和（9）有：

$i_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=[2*N_1*{\mathrm{\ϵ}}_0*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*\frac{y_0}{z_0}*B*{\mathrm{\ω}}_d*\sin \left(\mathrm{\β}\right)]*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{d}t\right)---\left(10\right)$

由（10）和（1）知，正交位移电流i_quad(t)和反馈补偿电流i_qcomp(t)同频，且都被调制在sin(ω_dt)上，当积分电路达到动态平衡时，两者幅值相等且相位相反，完成补偿。

（4）提高角速度检测精度

为了提高角速度Ω_z检测精度，进一步减小正交误差幅度，增加了高频载波的调制与解调，电路如图3所示。

单双转换电路两个输出端分别加入由两相不交叠高频时钟控制的调制开关K1、K2，即开关K1导通时，开关K2断开；开关K1断开时，开关K2导通，提高反馈补偿电流的精度，进一步减小检测轴上的正交位移电流。

高频检测载波发生电路一端加载到角速度检测电容的固定极板上，另一端连接到多级线性放大电路输出端，减小低频1/f噪声的影响，提高角速度检测精度。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，

微机械陀螺传感器检测位移电流i(t)表示为正交位移电流i_quad(t)和科氏力位移电流i_coriolis(t)的线性相加：

i(t)=i_quad(t)+i_coriolis(t)=i_quad*sin(ω_dt)+i_coriolis*Ω_Z*cos(ω_dt)    （1）

其中，i_quad是i_quad(t)的幅值；i_coriolis是i_coriolis(t)的幅值；ω_d为驱动谐振频率，t为时间，Ω_Z为角速度；

设Y为检测轴方向，X¹为驱动轴方向，两者偏离垂直方向的角度为β；当质量块M受到静电驱动力Fsin(ω_dt)在X¹方向谐振后，如果同时以角速度Ω_Z绕Z轴旋转，则M因受科氏力作用而在Y¹方向谐振，则Y¹与检测轴Y偏离角度为β；

陀螺检测位移电流i(t)经过电荷放大器、多级线性放大电路后，经中心频率为驱动谐振频率ω_d的带通滤波电路滤波，滤波后的电压vin(t)分两路进入同步解调电路：其中一路由锁相环产生的参考信号进行解调，该参考信号的相位与驱动模态信号相差90度，经过低通滤波后得角速度Ω_Z；另一路由锁相环产生的与驱动模态同频同相位的参考信号进行解调，经低通滤波后，提取出电压vin(t)中正交误差信号的电压幅值并经过积分电路得到反馈控制电压V_quad；该电压经过单双转换电路，被驱动检测电容调制到频率sin(ω_dt)上，反馈补偿检测轴Y方向上的正交位移电流，进而消除电压vin(t)中的正交误差电压量，最终解调得到纯净的角速度。

2.根据权利要求1所述的振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，

检测输出电压vin(t)表示为：

其中，V_quad=i_quad*R_f*A₀，为正交误差信号的电压幅值；V_coriolis=i_coriolis*R_f*A₀，为科氏力引起的电压幅值；R_f为电荷放大器的等效反馈阻抗，A₀为多级线性放大电路的增益，

为由二阶系统传递引起的实际相移。

3.根据权利要求2所述的振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，

锁相环产生2路解调参考信号：角速度解调参考信号cos(ω_dt+φ)和正交误差解调参考信号sin(ω_dt+φ)，φ为二阶系统传递的理论相移。

4.根据权利要求3所述的振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，检测输出电压vin(t)经锁相环产生角速度解调参考信号cos(ω_dt+φ)进行解调，经低通滤波后的信号为：

5.根据权利要求3所述的振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，锁相环产生的正交误差解调参考信号sin(ω_dt+φ)，经解调和低通滤波后得：

公式(4)中，

是提取的正交误差信号电压幅值。

6.根据权利要求3所述的振动式硅微机械陀螺正交误差闭环补偿电路，其特征是，

提取出电压vin(t)中正交误差信号的电压幅值经过积分电路得到反馈控制电压V_quad；

反馈电流补偿的步骤为：

设驱动轴X¹的驱动静电力为Fsin(ω_dt)，驱动方向的位移X¹，根据经典的二维自由度运动方程，当陀螺在X¹方向谐振后：

x¹=B*sin(ω_dt-90)=-B*cos(ω_dt)           （5）

$v_x^1=\frac{d\left(x^1\right)}{\mathrm{dt}}=B*{\mathrm{\ω}}_d*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{d}t\right)---\left(6\right)$

其中，B为与陀螺运动质量块的质量；

根据科氏力方程，当同时以角速度Ω_Z绕Z轴旋转，则科氏力加速度a_coriolis：

$a_{\mathrm{coriolis}}=2*{\mathrm{\Ω}}_Z*v_x^1---\left(7\right)$

反馈控制电压V_quad经过单双转换电路转换产生差分电压V_quad和V_DD-V_quad，分别加载到电容C1和C2的固定极板上，电容可动极板的电压为V_DD/2，其中，V_DD为电源电压；

电容C1和C2极板间的偏置电压分别：V_B=(V_quad-V_DD/2)，-V_B=(V_DD/2-V_quad)，设电容C1和C2的梳齿数均为N₁，反馈补偿电流i_qcomp(t)为：

$i_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=\frac{d\left(Q\right)}{\mathrm{dt}}=[V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}+C\frac{d\left(V\right)}{\mathrm{dt}}]=V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}---\left(8\right)$

其中，V=V_quad-V_DD/2定值，电容

考虑差分电容检测：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=2V\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}=2*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*\frac{d\left(C\right)}{\mathrm{dt}}\\ =2*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*{\mathrm{\ω}}_0*N_1*\frac{y_0}{z_0}*\frac{{\mathrm{dx}}^1}{\mathrm{dt}}\sin \mathrm{\β}\end{array}---\left(9\right)$

其中，ε₀为介电常数，y₀为梳齿间距，z₀为梳齿宽度，N₁为梳齿数；

由（6）和（9）有：

$i_{\mathrm{qcomp}}\left(t\right)=[2*N_1*{\mathrm{\ϵ}}_0*(V_{\mathrm{quad}}-V_{\mathrm{DD}}/2)*\frac{y_0}{z_0}*B*{\mathrm{\ω}}_d*\sin \left(\mathrm{\β}\right)]*\sin \left({\mathrm{\ω}}_{d}t\right)---\left(10\right)$

由（10）和（1）知，正交位移电流i_quad(t)和反馈补偿电流i_qcomp(t)同频，且都被调制在sin(ω_dt)上，当积分电路达到动态平衡时，两者幅值相等且相位相反，完成补偿。

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