CN104488182A - 反激ac-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

公开了用于改进操作在过渡模式的反激功率因数校正（PFC）拓扑的功率因数（PF）和总谐波失真（THD）的技术和对应的电路与驱动器。在一个或多个实施例中，PF和THD通过校正反激PFC拓扑的切换元件的开启时间以主动地成形PFC输入电流的波而被改进。在一些实施例中，开启时间使用与整流输入线电压信号同步的锁相环模块和校正开关开启时间的输出调节器模块来校正。控制可以使用数字或模拟控制器来实施。

Description

反激AC-DC转换器
对相关应用的交叉参考
本申请要求标题是“DIGITALLY CONTROLLED SINGLE-STAGE FLYBACK DRIVER FOR SOLID STATE LIGHT SOURCE(S)”并且2012年7月26日提交的美国临时专利申请号61/675，881和标题是“FLYBACK AC-TO-DC CONVERTER”并且2013年7月26日提交的美国专利申请号13/951，559的优先权，其整体内容由此通过参考被结合。
技术领域
本发明涉及发光，并且更具体而言涉及驱动发光负载。
背景技术
电子技术正在快速地发展以协助环境保护。比如，包含发光二极管（LED）、有机发光二极管（OLED）等等的固态光源技术正在迅速地赶上更老的发光技术（例如，白炽发光、荧光发光等）作为用于电子照明的优选源。固态光源尤其提供更低的功耗、最小的热输出、更耐用的设计、更长的寿命、以及在处置时更低的环境影响。典型的固态光源基照明系统由将交流（AC）功率（例如来自传统的壁上插座）或直流（DC）功率（例如来自电池）转换成被固态光源可用的电压电平的驱动器电路供电。驱动器电路要求将补充或至少不减损固态光源的效率的部件和配置。
发明内容
在发光系统内存在多个与对固态光源供电相关联的重要的问题。固态光源具有长的寿命和低的维护要求，并且在它们的亮度效率中已存在持续的改进，使得固态光源成为对传统的光源的有吸引力的替选。然而，在发光工业中强加的各种标准和规则设置了当设计固态光系统时必须考虑的限制。这些限制中的许多涉及驱动器的功率因数（PF）和总谐波失真（THD）。
本发明的实施例提供改进传统PFC拓扑的PF和THD的技术和装置。在一些实施例中，传统反激基PFC拓扑的PF和THD通过校正整流输入电流和/或电压波形的技术和/或装置来改进。在一些实施例中，这通过在反激电路内变化开关的开启时间来实现，所述反激电路典型地用诸如但是不限制到金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）或双极结型晶体管（BJT）或绝缘栅BJT（IGBT）等等的晶体管来实施。开关的开启时间在一些实施例中使用微控制器来数字地校正。在这样的实施例中，微控制器采用锁相环（PLL）和输出调节器来变化开关的开启时间以校正波形并且由此改进系统的PF和THD。在一些实施例中，给定的反激基PFC拓扑的现有的微控制器可以被进一步编程或另外配置有PLL和输出调节器模块以执行如在本文中描述的动态开启时间校正。各种其它实施例和变动是可能的。比如，在一些实施例中开启时间切换控制用提供与数字PLL和输出驱动器模块可比较的功能性的模拟部件来实施。
在实施例中，提供一种装置。装置包含：锁相环（PLL）模块，所述锁相环（PLL）模块配置成与输入到反激转换器的整流线电压信号同步以对负载供电，并且检测整流线电压信号的相位中的改变；和输出调节器模块，所述输出调节器模块被配置成使用反映基于被PLL模块检测到的在整流线电压信号中的相位变动的校正因数的开启时间控制信号来调节到负载的输出电流、输出电压、和/或输出功率中的至少一个，其中开启时间控制信号控制反激转换器的切换。
在相关的实施例中，PLL模块可以被配置成通过下述方式来同步：在采样时段Tsampling测量整流线电压信号的值，并且基于整流线电压信号的频率中的改变来调整采样时段Tsampling。
在另一个相关的实施例中，整流线电压信号可以被PLL模块分成段，并且每段可以与唯一的开启时间校正因数相关联。在进一步相关的实施例中，PLL模块可以包含计数器，并且每段可以被计数器跟踪。在进一步相关的实施例中，输出调节器模块可以从PLL模块接收计数器的值，计数器值是到查询表的索引值，所述查询表包含预建立的开启时间校正因数。在另一个进一步相关的实施例中，PLL模块可以被进一步配置成测量整流线电压信号并且将整流线电压信号的当前测量值与整流线电压信号的之前测量值比较以识别整流线电压信号的上升沿。在又一个进一步相关的实施例中，PLL模块可以被配置成通过下述方式来同步：进一步测量整流线电压信号的当前值并且将测量的当前值与在整流线电压信号上的参考点的值比较。在进一步相关的实施例中，在整流线电压信号上的参考点可以是整流线电压信号的最大峰值电压除以二。在另一个进一步相关的实施例中，如果整流线电压信号的测量的当前值大于参考点的值并且计数器的值处在其最大值，则PLL模块可以被配置成重设计数器并且维持当前采样时段Tsampling。在又一个进一步相关的实施例中，如果整流线电压信号的测量的当前值大于参考点的值并且计数器的值不处在其最大值，则PLL模块可以被配置成重设计数器并且调整当前采样时段Tsampling。在进一步相关的实施例中，当前采样时段Tsampling可以在完成当前锁相环之后且在测量输入整流线电压信号的下一个样本之前被调整。
在又一个相关的实施例中，PLL模块和输出调节器模块可以被配置成提供反激转换器的数字开启时间切换控制。
在另一个实施例中，提供一种系统。系统包含：反激转换器电路，所述反激转换器电路接收线电压正弦波并且对光源供电，所述反激转换器电路包括与开启时间相关联的切换晶体管；和微控制器，所述微控制器包括：数字锁相环（PLL）模块，所述数字锁相环（PLL）模块配置成与线电压正弦波同步并且检测线电压正弦波的相位中的改变；和数字输出调节器模块，所述数字输出调节器模块被配置成使用反映基于被PLL模块检测到的在线电压正弦波中的相位变动的校正因数的开启时间控制信号来调节到光源的输出电流、输出电压、和/或输出功率中的至少一个，其中开启时间控制信号控制切换晶体管。
在相关的实施例中，PLL模块可以被配置成通过下述方式来同步：在采样时段Tsampling测量线电压正弦波的值，并且基于线电压正弦波的频率中的改变来调整采样时段Tsampling。在另一个相关的实施例中，PLL模块可以包含计数器，其中线电压正弦波可以分成被计数器跟踪的多段，其中每段可以与唯一的开启时间校正因数相关联，并且其中数字输出调节器模块可以使用计数器的值作为到查询表的索引值，所述查询表包括预建立的开启时间校正因数。在进一步相关的实施例中，PLL模块可以被进一步配置成测量线电压正弦波的值并且将测量值与线电压正弦波的之前测量值比较以识别线电压正弦波的上升沿，并且其中PLL模块可以被配置成通过下述方式来同步：进一步测量线电压正弦波的值并且将测量值与在线电压正弦波上的参考点的值比较。在进一步相关的实施例中，在线电压正弦波上的参考点可以是线电压正弦波的最大峰值电压除以二。在另一个进一步相关的实施例中，如果线电压正弦波的测量值大于参考点的值并且计数器的值处在其最大值，则PLL模块可以被配置成重设计数器并且维持当前采样时段Tsampling。在又一个进一步相关的实施例中，如果线电压正弦波的测量值大于参考点的值并且计数器的值不处在其最大值，则PLL模块可以被配置成重设计数器并且调整当前采样时段Tsampling，并且其中当前采样时段Tsampling可以在完成当前锁相环之后且在测量线电压正弦波的下一个样本之前被调整。
在另一个实施例中，提供一种计算机可读媒介。计算机可读媒介用指令来编码，所述指令当被一个或多个处理器运行时造成处理器执行下述操作：将数字锁相环（PLL）模块与输入到反激转换器的整流线电压信号同步以对负载供电；用PLL模块检测线电压信号的相位中的改变；并且使用反映基于被PLL模块检测到的在线电压信号中的相位变动的校正因数的开启时间控制信号用数字输出调节器模块来调节到负载的输出电流、输出电压、和/或输出功率中的至少一个，其中开启时间控制信号控制反激转换器的切换。
附图说明
在本文中公开的前述和其它目标、特征和优点从下面对在本文中公开的特定实施例的描述将是显而易见的，如在附图中图解，在附图中贯穿不同视图相同的参考符号指的是相同的部件。附图不必成比例，而将重点放在图解在本文中公开的原理上。
图1示出带有整流输入线电流开启时间电流的初级和次级绕组电流包络。
图2示出针对用于操作在使所有其它参数保持恒定的过渡模式中的传统反激PFC拓扑的Kv的不同值的在输入线半周期内的整流线电流。
图3示出作为用于操作在使所有其它参数保持恒定的过渡模式中的传统反激PFC拓扑的Kv的函数的理论PF和THD曲线的图解。
图4示出针对用于操作在使所有其它参数保持恒定的过渡模式中的传统反激PFC拓扑的Kv=0和Kv>0的在输入线半周期内的整流线电流。
图5A示出依据在本文中公开的实施例的示例单级反激PFC驱动器电路。
图5B示出依据在本文中公开的实施例的用来在PFC驱动器电路中实施波成形技术的微控制器（数字）或专用电路（模拟）的框图。
图6示出依据在本文中公开的实施例的带有同步参考点的示例整流线电压信号输入。
图7A示出依据在本文中公开的实施例的PLL模块同步技术。
图7B示出依据在本文中公开的实施例的输出调节器模块校正技术。
图8A示出依据在本文中公开的实施例的针对操作在具有相同参数的过渡模式中的反激PFC拓扑的三条理论整流PFC线电流曲线的图示图解。
图8B示出依据在本文中公开的实施例的关于相位角度在开启时间中的百分比校正的图示图解。
图9示出依据在本文中公开的实施例的针对带有校正的输入电压、MOSFET Q电流、PFC输入线电流、和LED负载电流的示例绘图。
图10示出依据在本文中公开的实施例的带有和没有开启时间校正的图9的PFC输入线电流的示例绘图。
图11A和11B分别示出没有开启时间校正的图9的MOSFET Q电流接近峰值处和接近过零处的缩放波形。
图12A和12B分别示出依据在本文中公开的实施例的带有主动开启时间校正的图9的MOSFET Q电流接近峰值处和接近过零处的缩放波形。
具体实施方式
如贯穿使用的术语（一个或多个）固态光源指的是一个或多个发光二极管（LED）、有机发光二极管（OLED）、聚合物发光二极管（PLED）、和任何其它固态发光器、和/或其组合，不论串联连接还是并联连接还是其组合。
公开了用于改进操作在过渡模式中的反激功率因数校正（PFC）拓扑的功率因数（PF）和总谐波失真（THD）的技术和对应的电路与驱动器。在一些实施例中，PF和THD通过校正反激PFC拓扑的切换元件的开启时间以主动地成形PFC输入线电流的波来改进。在一些特定示例实施例中，开启时间使用下述被校正：锁相环（PLL）模块，所述锁相环（PLL）模块与整流输入线电压信号同步并且检测该信号的相位变动；和输出调节器模块，所述输出调节器模块基于检测到的相位变动来校正开关开启时间。转换器可以被用来对任何个数的负载（诸如但是不限制到（一个或多个）固态光源、计算机、充电装置等）供电。尽管在本文中提供的一些实施例处在用于包含固态光源的系统的、操作在过渡模式（也被称为临界导通模式或边界线导通模式或边界导通模式）的反激PFC拓扑和分别的驱动器的情境下，但是技术可以并且在一些实施例中被容易地应用于或另外用于其它应用，诸如用于改进其它PFC拓扑（包含操作在其它导通模式（例如连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM））的拓扑）的PF和THD以及分别的发光驱动器和/或镇流器。各种配置和变动鉴于该公开内容将是显而易见的。
为了给在实施例中使用的技术和装置提供情境，提供了操作在过渡模式中的反激PFC拓扑的数学分析。关于该分析采用多个假定以解释并且得到数学关系。第一假定是输入电源是纯正弦的并且其被连接到理想的桥式整流器，并且因而整流正弦电压可以如以下在等式（1）中所示书写：
其中，输入线电压的峰值（或RMS线电压，乘以2的平方根），并且输入线电压频率（典型地处在50Hz或60Hz）。第二假定是反激变压器是无损的并且在初级和次级绕组之间存在完美的磁耦合。作为这些假定的结果，初级侧峰值电流的包络是正弦的，并且其可以如以下在等式（2）中书写。次级侧峰值电流的包络也是正弦的并且其可以如以下在等式（3）中书写成具有线匝比n。针对反激晶体管（例如金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET）的瞬时开启时间持续时间可以使用等式（1）和（2）如以下在等式（4）中所示书写，其中是反激变压器的初级绕组的电感。
等式（4）表明开启时间在输入正弦波的半周期内是恒量。关断时间可以如在等式（5）中表达，其中是次级绕组的电感。它示出关断时间是可变的并且其针对给定的输入电压和负载与成比例。是连接在反激转换器的次级侧绕组上的二极管的输出电压并且是连接在反激转换器的次级侧绕组上的二极管的正向电压降。对于反激转换器操作的过渡模式的时间时段由等式（6）给出，其中是从次级绕组侧到初级绕组侧的反射电压。
占空比如在等式（7）中示出的那样被计算，所述占空比是在开启时间和切换时段之间的比率。峰值输入线电压和反射电压的比率可以被定义为参数，如在等式（8）中示出。整流输入线电流由等式（9）给出。
在初级绕组侧上的瞬时电流在开启时间期间具有上升的三角形波形，并且电流流经PFC电路的切换部件（在图5A的电路示意图中被示出为MOSFET Q）。图1示出带有整流输入线电流开启时间电流的初级和次级绕组电流包络。在关断时间时段期间MOSFET Q（并且因而在初级绕组中）的电流是零。然而，在关断时间期间电流流经次级绕组以维持在芯中的磁通量的连续性。在关断时间期间在次级绕组中的电流被初级电流的变压器线匝比缩放并且其正下降，如在图1的灰色阴影区域三角形中示出。在输入线频率内的瞬时整流线电流在反激MOSFET Q的切换周期时段内是每个三角形的平均值，由等式（2）给出。
图2示出针对用于操作在使所有其它参数保持恒定的过渡模式中的传统反激PFC拓扑的从等式（8）计算的的不同值（即其中0、0.57、和2.26）的在整流线半周期内的由等式（9）给出的输入电流。它示出针对输入电流将成为纯正弦的并且随着的值增加变得失真。然而的值实际上不能够变为零，因为它将要求反射电压要等于无穷大。因此基于反激拓扑的PFC不允许单位功率因数。
输入功率可以通过在线半周期内将乘积平均来计算，如在等式（10）中示出，并且为了简化该分析，通过考虑绝对值可以从去掉。针对在（10）中三角等式的近似代数等式可以使用等式（11）来简化。
在等式（10）中使用等式（11），可以被重写，如在等式（12）中示出。等式（12）可以被重写以给出在等式（13）中示出的结果。
因为假定输入电压是纯正弦的，所以功率因数（PF）可以被表达如在等式（14）中示出，其中是输入线电压，是与输入电压同相的输入线电流的基本分量，并且是输入线电流的总RMS值，即在等式（9）中示出的电流的RMS值。可以使用等式（15）计算。可以使用等式（9）计算，如在等式（16）中示出。
将等式（15）和（16）插入到等式（14）中产生用于功率因数的理论计算，如在等式（17）中示出。针对等式（17）的实际使用、简化的表达式在等式（18）中给出，其基于的值来计算功率因数。
线电流的总谐波失真（THD）以百分比定义，如在等式（19）中示出，其中是第n阶谐波分量的RMS振幅。考虑理想的正弦输入电压，PF和THD是相关的，如在等式（20）中示出。
针对理论的PF和THD（%）关于的绘图在图3中示出。针对理论的PF线的绘图从等式（18）得到。针对理论的THD（%）线的绘图从等式（20）和（18）得到。该绘图图解PF和THD的值随着增加的值（并且因而针对给定负载电压的增加的输入线电压的值）而退化。换句话说，图3示出PF和THD的值随着针对给定输入电压的降低的负载电压而退化。
以上对操作在过渡模式中的反激PFC拓扑的数学分析帮助揭示与本发明的一个或多个实施例相关的概念。首先，等式（4）表明MOSFET开启时间在输入正弦波的半周期内是恒量；所以操作在过渡模式中的传统反激PFC拓扑使用恒定的开启时间。其次，因为的值实际上不能够变为零，所以反激PFC拓扑不能够实现单位功率因数（其中PF=1）。第三，等式（8）和（9）以及图2图解理想的输入电流波形（其中PF=1）是正弦的并且随着增加整流线电流变得失真。第四，随着增加并且整流输入电流波形变得失真，PF和THD恶化，如在图3中示出。图4示出针对用于操作在使所有其它参数保持恒定的过渡模式中的传统反激PFC拓扑的和的在整流线半周期内的输入电流。交叉点（CP）被示出以指示具有的输入电流波与理想的正弦波交叉的地方。该附图图解由增加值造成的失真导致整流输入线电流在过零和CP之间的区中相对于理想的正弦电流是更高的。由增加值造成的失真也导致输入电流在CP之间的峰值电流区中相对于理想的正弦电流是更低的。尽管图4图解针对整流线电流的失真，但是这些失真概念也应用到在输入线半周期内的整流线电压。
如之前所解释，理想的正弦波形不能够在操作在过渡模式中的反激PFC拓扑中实现；然而，通过主动地成形操作在过渡模式中的反激PFC拓扑的输入电流和/或电压，传统的波形可以被校正以移动输入波更靠近理想的正弦波，由此改进PF和THD。波形校正可以并且在一些实施例中通过变化在反激PFC拓扑内的开关部件（例如MOSFET）的开启时间来实现。在一些实例中，开启时间可以在过零和CP之间的区中降低和/或在CP之间的峰值电流区中增加。校正的开启时间可以与在针对给定值的传统输入波和针对操作在过渡模式中的反激PFC拓扑的理想的正弦输入波（其中）之间的差成比例。比如，在传统的输入波高于理想的输入波的地方，可以降低开启时间，并且在传统的输入波低于理想的输入波的地方，可以增加开启时间，如在图4中由箭头指示。
图5示出单级反激PFC电路的电路图。如可以看出，电路包含反激PFC拓扑，所述反激PFC拓扑接收交流（AC）输入501并且驱动负载509，所述负载509可以比如是并且在一些实施例中是光源。更详细地，电路包含桥式整流器502、滤波电容器503、分压器504、开关Q（例如MOSFET）、反激变压器T 506、反激二极管D 507、操作电容器CO 508、负载509、感测电流电阻器510a、电阻器RSb1和RSb2的感测分压器510b、光电耦合器511、和反激过零检测器（ZCD）微控制器512。在其它实施例中，可以使用任何个数的其它适合的操作在过渡模式中的PFC反激配置，如鉴于该公开内容将是显而易见的。在一些实施例中，在本文中描述的波成形技术使用微控制器512被数字地执行，其在一些实施例中比如用ATMEL AT90PWM81微控制器来实施。其它适合的微控制器鉴于该公开内容将是显而易见的，并且要求保护的发明不意图限制到任何特定的一个。在其它实施例中，波成形技术通过下述方式来执行：使用模拟电路元件（诸如但是不限制到电阻器、电容器、滤波器、相位检测器、电流调节器等）来执行微控制器512数字地执行的相同功能（如在本文中描述）以提供模拟开启时间切换控制。
图5B示出配置成实施波成形技术的反激PFC控制电路。如可以看出，反激PFC控制电路可以并且在一些实施例中比如用数字微控制器和嵌入式例程或用执行类似功能的专用模拟电路来实施。除了执行反激PFC微控制器或模拟控制电路执行的典型功能之外，微控制器/模拟电路可以被编程或另外配置成主动地成形PFC输入的波。如之前所解释，主动波成形技术可以通过校正在图5A中示出的开关Q的开启时间以移动PFC输入电流波更靠近理想的正弦电流波来实现。开启时间可以比如在一些实施例中使用数字PLL模块和数字输出调节器模块来校正。在一些实施例中，模拟实施将同样是显而易见的。在任何这样的情形中，PLL模块使用整流线电压信号以确定波位置信息或相位信息。波位置信息随后被传送到输出调节器模块，允许输出调节器模块将开关开启时间变化到校正的持续时间。比如，看图4，如果波位置在过零和交叉点CP之间，则可以降低开启时间以移动非校正的波更靠近理想的波（如由箭头指示）以改进PF和THD。
在一些实施例中，PLL模块被配置成与整流线电压信号输入同步以确定波位置/相位信息。通过与整流线电压信号同步，PLL模块可以检测并且计及由于在线频率中的波动或改变在预期的线电压信号中的改变和/或偏差。在一些实施例中，PLL实施是部分或整体数字的，诸如但是不限制到软件基PLL。在模拟部件中实施的PLL可以并且在一些实施例中也被使用。在一些实施例中，波位置/相位信息使用其输入是整流线电压信号的其它模块来确定，只要模块输出波位置/相位角度信息。在一些实施例中，整流线电压正弦半波被分成恒定个数的段。所选择的段的个数可以比如取决于开启时间校正的期望的分辨率比对微控制器（或专用电路）的外围设备的（一个或多个）限制。段可以每个与唯一的开启时间校正因数相关联，所述开启时间校正因数基于反激PFC拓扑的参数来确定。段可以使用包含在PLL模块中的计数器来跟踪。每计数器值相关联的唯一的开启时间校正因数可以被预建立并且输入到查询表中用于输出调节器模块参考。每段可以持续相同的持续时间Tsampling，其可以在PLL内使用Tsampling调节器来调整以帮助将计数器值与整流线电压信号输入同步。该调整允许计数器值在线电压信号上的预确定的同步参考点处重设（计数器=0）。换句话说，Tsampling调节器调整每段的持续时间以将合适的计数器值输出到输出调节器模块。
在一些实施例中，输出调节器模块是电流调节器或电压调节器，这取决于其被耦合到的负载的类型。比如，在发光应用中，负载可以是一个或多个固态光源或包含固态光源的一个或多个装置，其将牵涉输出电流调节器。然而，在其它实施例中，负载可以比如是膝上型计算机或手机充电器，其将牵涉输出电压调节器。因此，图5A-B示出VSENSE和/或ISENSE两者以应对所有这样的应用。尽管在发光系统的情境中提供了实施例，但是各种其它应用将是显而易见的。比如，在本文中提供的技术和系统可以比如用于其中除了一个或多个固态光源的电流控制之外输出电流被调节的应用以及其中输出电压而不是输出电流被控制的应用。同样地，在本文中提供的技术和系统可以比如被用于其中输出功率需要被调节的应用。
图6示出带有同步参考点的示例整流线电压信号输入。整流线电压信号正弦半波被分成CounterMAX段，特定地96段，并且可变计数器被用来实时跟踪段号。因此，计数器的值能够从0改变到（CounterMAX-1），即在该示例中从0到95。CounterMAX的值针对给定的应用是恒量。如在本文中所描述，PLL模块在整流线电压信号正弦半波上使用参考点，其允许PLL模块与整流线电压信号波同步并且使用计数器变量提供正确的波位置信息。因而，PLL模块使用计数器变量对输出调节器模块实时提供段信息以校正开关开启时间并且主动地成形输出电流波。在该示例中，在处的整流半波的上升沿被选择为用于同步的参考点。这是远离过零点的正弦输入线电压的区并且在整流线电压中的变动是相对线性的。由于在该示例中VPK是170V，同步参考点在整流半波的上升沿上是85V记号。在其中在线电压输入中不存在波动的正常情形下，计数器值应该在点处达到（CounterMAX-1）。在该示例中，计数器值应该在上升沿上的85V同步参考点处等于95。然而，发生了波动，造成PLL模块不同步。因此，在PLL模块中包含Tsampling调节器以调节Tsampling值。如在本文中所描述，Tsampling不是恒量并且其值可以并且在一些实施例中被Tsampling调节器调整以确保从一个同步参考点到下一个正好存在CounterMAX段。Tsampling调节器可以并且在一些实施例中确实以这样的方式调整或另外调节Tsampling值使得其满足以下在等式（21）中给出的标准：
其中是正弦输入线电压的频率。在一些实施例中，比如，的值是50Hz或60Hz，带有给定容差（例如+/-0.5Hz）。然而，更小的功率生成站可以具有更大的容差等级。如鉴于该公开内容将被意识到，在本文中提供的技术可以适应的值的广得多的变动，如果期望这样的话。所以，Tsampling调节器可以调整Tsampling值以将PLL模块同步到具有不同频率和容差的输入线，同时计及在由比如过载、不合适的基底结构、或发光造成的线频率的波动或改变。
图7A示出用于针对PLL的与整流输入电压正弦波同步或锁定的流程图。如可以看出，整流正弦半波被分成固定个数的段，比如说CounterMAX。如之前所解释，可变计数器被用来实时跟踪段号。因此，计数器的值能够改变比如从0到（CounterMAX-1）。CounterMAX的值针对给定的应用是恒量。PLL模块要求在整流正弦波上具有关于PLL模块将必须锁定或同步哪个的参考点。在图7A中，在峰值输入电压的一半处整流正弦波的上升沿被选择为用于同步的参考，即，并且如在图6中示出，这等于的相位角度。这是远离过零点的正弦输入线电压的区并且在整流线电压中的变动是相对线性的。因此，在运行在微控制器中的PLL固件中在处锁定点的实施更容易实现。在正常情形下当锁相环与输入正弦波锁定时，计数器值在点处应该达到（CounterMAX-1）。然而，比如在50Hz或60Hz周围输入线电压频率可能存在改变，其可以造成PLL模块不同步。因此，并且如之前所解释，所选择的采样间隔Tsampling不是恒量并且其值能够关于输入电压线频率而变化。因此，并且依据一些实施例，Tsampling调节器在微控制器的固件中被实施以调节该值。在一些实施例中，Tsampling调节器以这样的方式调节Tsampling值使得其满足如之前在等式（21）中给出的标准。如之前所陈述，CounterMAX的值针对给的应用是恒量。所选择的段的个数CounterMAX将取决于下述因素：诸如但是不限制到所需要的开启时间校正的分辨率比对所使用的微控制器的外围设备的限制。整流正弦波的采样间隔Tsampling取决于比如50Hz或60Hz的输入线频率。用于50Hz和60Hz输入正弦电压的采样间隔通过下面的关系给出，如分别在等式（22）和（23）中指示。如可以看出，这将CounterMAX的值设定为96，其产生104μs的Tsampling_max和87μs的Tsampling_min。
                       
                      。
进一步参考在图7A中的流程图，首先测量整流输入线电压并且将其与整流输入线电压的之前测量值比较。如果新值大于之前测量值，则其表示它是整流输入线电压的上升沿。如果条件为真，则将测量的整流输入线电压与峰值输入正弦电压的一半（VPK/2）比较。再次，如果测量值大于（VPK/2），则计数器值被重设为零。同时，其也校验计数器是否已达到（CounterMAX-1）值。如果没有，则其将在重设计数器值为零之前输入到Tsampling调节器中以调整Tsampling的值来满足在等式（21）中示出的要求。对应的Tsampling调节器块在图7A中示出。在该阶段，其完成锁相环的环路并且其准备测量整流输入线电压的下一个样本。在一些实施例中，在PLL固件中的标记被用来指示锁定点已被交叉以避免在随后周期中重设计数器值，除非其下次交叉锁定点。
在锁相环的完成之后，下一个样本需要在之前测量之后Tsampling时间被测量。因此，针对Tsampling-锁相环花费的时间的持续时间的延迟在再次进入锁相环之前被插入以测量整流输入线电压的下一个样本。在一些实施例中，半正弦波的每段在MOSFET PWM开启时间中与唯一的校正因数相关联，所述唯一的校正因数从输出调节器块获得，所述输出调节器块可以取决于负载是电流调节器或电压调节器。计数器的值被用作用于从查询表确定正确的校正因数的实时索引数。
计数器值被送到输出调节器模块以允许开启时间校正。图7B示出输出调节器模块校正技术。计数器值被输入到调节器模块中。计数器值可以并且在一些实施例中被用作在查询表中的索引值。索引值可以在一些实施例中确实对应于查询表内的预建立的开启时间校正因数、开启时间校正百分比、或实际校正的开启时间。输入计数器值支配索引值，其允许调节器模块使用校正的开启时间来控制反激转换器的开关（例如MOSFET）。在其中负载是一个或多个固态光源的实施例中，图7B的流程被配置用于调节固态光源的输出电流。在一个这样的示例情形下，固态光源的测量值与固态光源电流的参考值比较。在固态光源电流中的误差被传递经过比例积分（PI）控制器。PI控制器的带宽被保持相对低（例如低于20 Hz）以确保良好的功率因数。如鉴于该公开内容将被意识到，PI控制器的输出是MOSFET PWM开启时间。校正因数在将其用于MOSFET PWM之前被应用在开启时间中。
图8A示出依据实施例的针对操作在具有相同参数的过渡模式中的反激PFC拓扑的三条理论整流PFC线电流曲线的图示图解。在图8A示出的示例中使用的特定参数是：RMS输入电压=120V；调节的输出电流=1A；LED串电压=25V；效率=89%；并且=1.04。三条理论PFC输入曲线是：1）Iin-带有单位功率因数的理想的整流线电流的绘图；2）Iin'-具有恒定开启时间的传统反激PFC拓扑的整流线电流的绘图；以及3）Iin''-在主动波成形之后的校正的整流线电流的绘图，如在本文中描述。
图8B示出依据图8A的关于相位角度的在开启时间中的百分比校正的图示图解。图8A的传统绘图Iin'依据示出的在开启时间中的百分比校正来校正以获得校正的绘图Iin''。如所图解，开启时间在过零和CP之间降低且在峰值电流区中的CP之间增加以校正波形并且移动它如由微控制器的限制所允许的那样靠近理想的波形来改进PF和THD。开启时间可以与在传统波形和理想正弦波之间的失真量成比例被调整以实现最大校正。
基于在图5A中示出的电路图的示例原型使用MOSFET切换元件Q和具有数字PLL模块和数字输出调节器的微控制器512来构建，如在本文中描述。使用的设计参数与在图8A中使用的那些相同，即RMS输入电压=120V；调节的输出电流=1A；LED串电压=25V；效率=89%；并且=1.04。图9示出依据实施例的针对带有校正的输入电压、MOSFET Q电流、PFC输入线电流、和LED负载电流的绘图。图10示出依据实施例的带有和没有开启时间校正的图9的PFC输入电流的示例绘图。没有开启时间校正的PFC输入电流波是传统的波。如可以看出，校正的输入电流波在形状上与传统的输入电流波相比更靠近理想的正弦波。作为对输入电流波形的校正的结果，示例原型导致THD从11%到5%的减少和PF从0.983到0.998的增加。
图11A和11B分别示出没有开启时间校正的图9的MOSFET Q电流接近峰值处和接近过零处的缩放波形。如之前所解释，操作在过渡模式中的传统反激PFC拓扑的开启时间是恒定的。相应地，接近峰值处和接近过零处的开启时间如所示出是相同的，在该示例实施例中特定地是4.57微秒。
图12A和12B分别示出依据实施例的带有主动开启时间校正的图9的MOSFET Q电流接近峰值处和接近过零处的缩放波形。如在本文中描述，主动波成形技术可以通过接近峰值电流区处增加开启时间并且接近过零区处降低开启时间来实施。相应地，开启时间如所示出的那样接近峰值处已增加并且接近过零处已降低，在该示例实施例中特定地接近峰值处从4.57增加到5.0微秒并且接近过零处从4.57降低到3.1微秒。如之前所提到，开启时间的校正改进THD（从11%到5%，越低越好）和PF（从0.983到0.998，越高越好）。
在本文中描述的方法和系统不被限制到特定的硬件或软件配置，并且可以在许多计算或处理环境中找到可应用性。方法和系统可以实施在硬件或软件、或硬件和软件的组合中。方法和系统可以实施在一个或多个计算机程序中，其中计算机程序可以被理解成包含一个或多个处理器可运行的指令。（一个或多个）计算机程序可以在一个或多个可编程处理器上运行，并且可以被储存在通过处理器可读的一个或多个储存媒介（包含易失和非易失存储器和/或储存器元件）上、一个或多个输入装置上、和/或一个或多个输出装置上。处理器因而可以访问一个或多个输入装置以获得输入数据，并且可以访问一个或多个输出装置以传达输出数据。输入和/或输出装置可以包含下列的一个或多个：随机存取存储器（RAM）、独立磁盘冗余阵列（RAID）、软驱、CD、DVD、磁盘、内部硬盘、外部硬盘、存储棒、或其它能够被如在本文中提供的处理器访问的储存器装置，其中这样前述的示例不是详尽无遗的，并且是用于图解而不是限制。
（一个或多个）计算机程序可以使用一个或多个高级程序化或面向对象的编程语言来与计算机系统通信而实施；然而，如果需要，（一个或多个）程序可以以汇编语言或机器语言实施。语言可以被编译或解释。
如在本文中所提供，（一个或多个）处理器可以因而被嵌入在一个或多个可以独立操作或在联网环境中一起操作的装置中，其中所述网络可以包含比如局域网（LAN）、广域网（WAN）、和/或可以包含内联网和/或互联网和/或另一个网络。（一个或多个）网络可以是有线的或无线的或其组合并且可以使用一个或多个通信协议以促进不同处理器之间的通信。处理器可以被配置用于分布式处理并且在一些实施例中可以采用所需要的客户服务器模型。相应地，方法和系统可以采用多个处理器和/或处理器装置，并且处理器指令可以在这样的单处理器/装置或多处理器/装置之中被分割。
与（一个或多个）处理器集成的（一个或多个）装置或计算机系统可以包含比如（一个或多个）个人计算机，（一个或多个）工作站（例如Sun、HP）、（一个或多个）个人数字助理（PDA）、（一个或多个）手持装置诸如（一个或多个）手机或（一个或多个）智能电话、（一个或多个）膝上型计算机、（一个或多个）手持计算机、或能够与如在本文中所提供的那样可以操作的（一个或多个）处理器集成的（一个或多个）另外的装置。相应地，在本文中提供的装置不是详尽无遗的并且被提供用于图解而不是限制。
对“微处理器”和“处理器”、或“该微处理器”和“该处理器”的参考，可以被理解为包含可以在独立和/或分布式的（一个或多个）环境中通信的一个或多个微处理器，并且因而可以被配置成经由有线或无线通信与其它处理器通信，其中这样的一个或多个处理器可以被配置成操作在一个或多个处理器控制的装置上，所述装置可以是类似的或不同的装置。这样的“微处理器”或“处理器”术语的使用因而也可以被理解为包含中央处理单元、算术逻辑单元、专用集成电路（IC）、和/或任务引擎，其中这样的示例被提供用于图解而不是限制。
此外，对存储器的参考，除非另外指定，可以包含一个或多个处理器可读并且可访问的存储器元件和/或部件，所述元件和/或部件可以在处理器控制的装置内部，在处理器控制的装置外部，和/或可以使用多种通信协议经由有线或无线网络被访问，并且除非另外指定，可以被布置为包含外部和内部存储器装置的组合，其中基于应用，这样的存储器可以是邻接的和/或隔开的。相应地，对数据库的参考可以被理解为包含一个或多个存储器关联，其中这样的参考可以包含商业可获得的数据库产品（例如SQL、Informix、Oracle）并且也包含专有数据库，并且可以也包含用于关联存储器的其它结构诸如链接、队列、图、树，其中这样的结构被提供用于图解而不是限制。
对网络的参考，除非另外提供，可以包含一个或多个内联网和/或互联网。在本文中对微处理器指令或微处理器可运行指令的参考，依据以上，可以被理解为包含可编程的硬件。
除非另外陈述，措辞“基本上”的使用可以被解释为包含精确的关系、条件、布置、定向、和/或其它特性以及在如下意义上被本领域一位普通技术人员所理解的其偏差：这样的偏差实质上不影响公开的方法和系统。
贯穿本公开内容的整体，修饰名词的冠词“一（a）”和/或“一个（an）”和/或“该”的使用可以被理解为为了方便而被使用并且包含修饰的名词中的一个或多于一个，除非另外特定地陈述。术语“包括”、“包含”和“具有”意图是包含的并且表示除了列出的元件可以存在额外的元件。
通过图被描述和/或另外被描绘成与之通信、与之关联、和/或所基于（其它）的元件、部件、模块、和/或其部分可以被理解为以直接和/或间接的方式如此通信、与之关联、和/或基于，除非本文另外规定。
尽管相对于其特定实施例已描述了方法和系统，但是它们不是如此限制的。按照以上教导，许多修改和变动显然可以变得显而易见。本领域技术人员可以做出在本文中描述和图解的部分的布置、材料、以及细节上的许多额外的改变。

Claims (20)

1.一种装置，包括：
锁相环（PLL）模块，所述锁相环模块配置成与输入到反激转换器的整流线电压信号同步以对负载供电，并且检测整流线电压信号的相位中的改变；和
输出调节器模块，所述输出调节器模块被配置成使用反映基于被PLL模块检测到的在整流线电压信号中的相位变动的校正因数的开启时间控制信号来调节到负载的输出电流、输出电压、和/或输出功率中的至少一个，其中开启时间控制信号控制反激转换器的切换。
2.权利要求1的所述装置，其中PLL模块被配置成通过在采样时段Tsampling测量整流线电压信号的值并且基于整流线电压信号的频率中的改变来调整采样时段Tsampling而同步。
3.权利要求1的所述装置，其中整流线电压信号被PLL模块分成段，并且其中每段与唯一的开启时间校正因数相关联。
4.权利要求3的所述装置，其中PLL模块包括计数器，并且其中每段被计数器跟踪。
5.权利要求4的所述装置，其中输出调节器模块从PLL模块接收计数器的值，计数器值是到查询表的索引值，所述查询表包括预建立的开启时间校正因数。
6.权利要求4的所述装置，其中PLL模块被进一步配置成测量整流线电压信号并且将整流线电压信号的当前测量值与整流线电压信号的之前测量值比较以识别整流线电压信号的上升沿。
7.权利要求4的所述装置，其中PLL模块被配置成通过进一步测量整流线电压信号的当前值并且将测量的当前值与在整流线电压信号上的参考点的值比较来同步。
8.权利要求7的所述装置，其中在整流线电压信号上的参考点是整流线电压信号的最大峰值电压除以二。
9.权利要求7的所述装置，其中如果整流线电压信号的测量的当前值大于参考点的值并且计数器的值处在其最大值，则PLL模块被配置成重设计数器并且维持当前采样时段Tsampling。
10.权利要求7的所述装置，其中如果整流线电压信号的测量的当前值大于参考点的值并且计数器的值不处在其最大值，则PLL模块被配置成重设计数器并且调整当前采样时段Tsampling。
11.权利要求10的所述装置，其中当前采样时段Tsampling在完成当前锁相环之后且在测量输入整流线电压信号的下一个样本之前被调整。
12.权利要求1的所述装置，其中PLL模块和输出调节器模块被配置成提供反激转换器的数字开启时间切换控制。
13.一种系统，包括：
反激转换器电路，用于接收线电压正弦波并且对光源供电，所述反激转换器电路包括与开启时间相关联的切换晶体管；和
微控制器，所述微控制器包括：数字锁相环（PLL）模块，所述数字锁相环（PLL）模块配置成与线电压正弦波同步并且检测线电压正弦波的相位中的改变；和数字输出调节器模块，所述数字输出调节器模块被配置成使用反映基于被PLL模块检测到的在线电压正弦波中的相位变动的校正因数的开启时间控制信号来调节到光源的输出电流、输出电压、和/或输出功率中的至少一个，其中开启时间控制信号控制切换晶体管。
14.权利要求13的所述系统，其中PLL模块被配置成通过在采样时段Tsampling测量线电压正弦波的值并且基于线电压正弦波的频率中的改变来调整采样时段Tsampling而同步。
15.权利要求13的所述系统，其中PLL模块包括计数器，其中线电压正弦波分成被计数器跟踪的多段，其中每段与唯一的开启时间校正因数相关联，并且其中数字输出调节器模块使用计数器的值作为到查询表的索引值，所述查询表包括预建立的开启时间校正因数。
16.权利要求15的所述系统，其中PLL模块被进一步配置成测量线电压正弦波的值并且将测量值与线电压正弦波的之前测量值比较以识别线电压正弦波的上升沿，并且其中PLL模块被配置成通过进一步测量线电压正弦波的值并且将测量值与在线电压正弦波上的参考点的值比较来同步。
17.权利要求16的所述系统，其中在线电压正弦波上的参考点是线电压正弦波的最大峰值电压除以二。
18.权利要求16的所述系统，其中如果线电压正弦波的测量值大于参考点的值并且计数器的值处在其最大值，则PLL模块被配置成重设计数器并且维持当前采样时段Tsampling。
19.权利要求16的所述系统，其中如果线电压正弦波的测量值大于参考点的值并且计数器的值不处在其最大值，则PLL模块被配置成重设计数器并且调整当前采样时段Tsampling，并且其中当前采样时段Tsampling在完成当前锁相环之后且在测量线电压正弦波的下一个样本之前被调整。
20.一种计算机可读媒介，所述计算机可读媒介用指令编码，所述指令当被一个或多个处理器运行时造成处理器执行下述操作：
将数字锁相环（PLL）模块与输入到反激转换器的整流线电压信号同步以对负载供电；
用PLL模块检测线电压信号的相位中的改变；并且
使用反映基于被PLL模块检测到的在线电压信号中的相位变动的校正因数的开启时间控制信号用数字输出调节器模块来调节到负载的输出电流、输出电压、和/或输出功率中的至少一个，其中开启时间控制信号控制反激转换器的切换。
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