CN104374979A - 数字式交流电阻电桥 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种数字式交流电阻电桥，包括：双级感应分压器；标准交流电阻和被测交流电阻，所述标准交流电阻和所述被测交流电阻均为四端电阻，包括第一电压端、第二电压端、第一电流端及第二电流端；双通道同步采样器，所述双通道同步采样器包括第一通道和第二通道，所述标准交流电阻的第二电流端与所述被测交流电阻的第二电流端串联；电源，所述标准交流电阻的第一电流端和所述被测交流电阻的第一电流端通过一隔离变压器与所述电源连接。采用不平衡式电桥结构，测量时无需调节平衡，解决了传统测量方案中平衡调节过程繁琐、电桥结构复杂等问题。

Description

数字式交流电阻电桥
技术领域
本发明涉及交流阻抗精密测量领域，尤其是一种数字式交流电阻电桥。
背景技术
电气工程、电子技术等领域的实际应用中，大量涉及到对交流电量的测量，交流电压、电流、功率等的测量均与交流电阻密切相关。由于分布电容、残余电感及互感耦合等的影响，交流电阻具有一定的频率误差，即在不同频率下的阻值发生变化。交流电阻的精密测量对提高交流电量的测量准确度具有重要意义。
目前，测量交流电阻大多采用变压器式平衡电桥。电桥的比例臂为感应分压器，另外两个桥臂分别为标准电阻和被测电阻。调节电桥使其平衡，则电阻之比等于感应分压器电压比，从而实现交流电阻的精密测量。由于感应分压器的电压比等于其绕组的匝数比，而匝数比不随环境条件和时间而变化，具有很高的准确度和稳定性，而且感应分压器可实现自校准，所以变压器电桥能实现高准确度的测量。德国、日本、加拿大等国均利用该技术实现了交流电阻的准确测量，测量不确定度达到10-6量级。
但是，交流状态下，由于电桥的平衡包括实部平衡和虚部平衡，传统电桥中利用注入变压器分别向感应分压器注入同相和正交的可调小电压，对感应分压器的电压比例进行微调，使变压器电桥实现两个方向的平衡。手动调节过程中，由于两个平衡状态相互影响，所以调节过程相当复杂繁琐。
结构上，由于引入注入变压器、多位感应分压器、微差电势补偿电路、指零仪变压器及指零仪电路等，变压器电桥非常复杂，维护和调试难度很大。
发明内容
本发明的目的在于提供一种数字式交流电阻电桥，以解决变压器电桥复杂，维护和调试难度大的问题。
为了达到上述目的，本发明提供了一种数字式交流电阻电桥，包括：双级感应分压器，所述双级感应分压器包括一激励绕组和一比例绕组，所述激励绕组包括一第一激励端、一第二激励端和一中间抽头，所述比例绕组包括多个电位端，其中，第一电位端和第二电位端位于所述比例绕组的两端，在所述第一电位端和所述第二电位端之间均匀分布有多个中间电位端，所述激励绕组的中间抽头接地。
所述双级感应分压器IVD的双级结构使得所述比例绕组W2上的电流显著减小，大大降低所述比例绕组W2残余阻抗的影响，从而使得所述双级感应分压器IVD的输出电压比例的准确度较高。在本发明实施例中，所述双级感应分压器IVD输出电压的比例为参考标准。
标准交流电阻和被测交流电阻，所述标准交流电阻和所述被测交流电阻均为四端电阻，包括第一电压端、第二电压端、第一电流端及第二电流端，所述激励绕组的第一激励端与所述标准交流电阻的第一电流端连接，所述比例绕组的第一电位端与所述标准交流电阻的第一电压端连接，所述激励绕组的第二激励端与所述被测交流电阻的第一电流端连接，所述比例绕组的第二电位端与所述被测交流电阻的第一电压端连接。
双通道同步采样器，所述双通道同步采样器包括第一通道和第二通道，所述第一通道和所述第二通道均包括一电压输入端和一参考电位端，所述第一通道的参考电位端和所述第二通道的参考电位端通过一第一节点连接，所述比例绕组的一中间电位与所述第一节点电性连接，所述第一通道的电压输入端与所述被测交流电阻的第二电压端连接，所述第二通道的电压输入端与所述标准交流电阻的第一电压端连接，所述标准交流电阻的第二电流端与所述被测交流电阻的第二电流端串联；
电源，所述标准交流电阻的第一电流端和所述被测交流电阻的第一电流端通过一隔离变压器分别连接所述电源的两端。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述比例绕组的一中间电位端通过一第一电压跟随器与所述第一节点连接。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述比例绕组的所述中间电位端连接于所述第一电压跟随器的同相输入端，所述第一电压跟随器的反相输入端和输出端连接，所述第一电压跟随器的输出端与所述第一节点连接。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述第一通道的电压输入端通过一变压器与所述被测交流电阻的第二电压端连接。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述变压器的分压比例与所述双级感应分压器的分压比例同步。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述变压器为一单级感应分压器，所述变压器的一端与所述标准交流电阻的第二电压端连接，所述变压器的另一端与所述被测交流电阻的第二电压端连接，所述变压器的中间抽头通过一第二电压跟随器和一放大器连接于所述第一通道的另一端。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述变压器的中间抽头与所述第二电压跟随器的同相输入端连接，所述第二电压跟随器的反相输入端和输出端连接，所述第二电压跟随器的输出端与所述放大器的输入端连接，所述放大器的输出端与所述第一通道的另一端连接。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述电源为一交流正弦电压信号。
优选的，在上述的数字式交流电阻电桥中，所述双级感应分压器提供的电压比例在1:1到1∶11之间。
在本发明提供的数字式交流电阻电桥中，采用不平衡式电桥结构，测量时无需调节平衡，解决了传统测量方案中平衡调节过程繁琐、电桥结构复杂等问题。通过测量不平衡电压得到被测交流电阻的误差，而非直接测量被测交流电阻上的电压值，即采用测差的方法实现交流电阻的精密测量，可以达到很高的测量准确度。采用电子线路消除了电压测量时输入阻抗对电桥状态的影响，进一步提高了测量准确度。所述双通道同步采样器与所述电源共用同一时钟信号，实现了同步采样测量。
附图说明
图1为本发明实施例的电路图；
图2为本发明实施例的原理框图。
具体实施方式
下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
本发明提供了一种数字式交流电阻电桥，如图1所示，包括：双级感应分压器IVD；标准交流电阻R1，被测交流电阻R2，双通道同步采样器10及电源U。
具体的，所述双级感应分压器IVD包括一激励绕组W1和一比例绕组W2，所述激励绕组W1包括一第一激励端、一第二激励端和一中间抽头，所述比例绕组W2包括多个电位端，其中，第一电位端和第二电位端位于所述比例绕组W2的两端，在所述第一电位端和所述第二电位端之间均匀分布有多个中间电位端，所述激励绕组的中间抽头接地，通过调节所述中间电位端使得所述比例绕组W2的分压比例与所述激励绕组W1的分压比例同步。
更进一步的，所述激励绕组W1绕制在一内铁芯上，所述激励绕组W1绕制完毕后，再叠加一块铁芯，所述比例绕组W2绕制在叠加铁芯上，且所述激励绕组W1和所述比例绕组W2的匝数相等。
所述标准交流电阻R1和所述被测交流电阻R2均为四端电阻，包括第一电压端(Hp1、Hp2)、第二电压端(Lp1、Lp2)、第一电流端(Hc1、Hc2)及第二电流端(Lc1、Lc2)。具体的，所述第一电压端为电压高端，所述第二电压端为电压低端，所述第一电流端为电流高端，所述第二电流为电流低端。
进一步的，所述激励绕组W1的第一激励端与所述标准交流电阻R1的第一电流端Hc1连接，所述比例绕组W2的第一电位端与所述标准交流电阻R1的第一电压端Hp1连接，所述激励绕组W1的第二激励端与所述被测交流电阻R2的第一电流端Hc2连接，所述比例绕组W2的第二电位端与所述被测交流电阻R2的第一电压端Hp2连接，所述激励绕组W1的中间抽头接地，所述比例绕组W2的一中间电位端与所述第一通道S0的参考电位端及所述第二通道S1的参考电位端连接。即所述双级感应分压器IVD的激励绕组W1、所述标准交流电阻R1的第一电流端Hc1与第二电流端Lc1、所述被测交流电阻R2的第一电流端Hc2和第二电流端Lc2形成一电流回路，而所述双级感应分压器IVD的比例绕组W2、所述标准交流电阻R1的第一电压端Hp1与第二电压端Lp1、所述被测交流电阻R2的第一电压端Hp2和第二电压端Lp2所形成的回路上没有电流通过，从而实现四端电阻的测量。
具体的，所述双通道同步采样器10包括第一通道S0和第二通道S1，所述第一通道S0和所述第二通道S1均包括一电压输入端和一参考电位端，所述第一通道S0的参考电位端和所述第二通道S1的参考电位端通过一第一节点P连接，即，所述第一通道与所述第二通道具有相同的参考电位，所述比例绕组W2的所述中间电位端与所述第一节点P电性连接，所述第一通道S0的电压输入端与所述被测交流电阻R2的第二电压端Lp2连接，所述第二通道S1的电压输入端与所述标准交流电阻R1的第一电压端Hp1连接，所述标准交流电阻R1的第二电流端Lc1与所述被测交流电阻R2的第二电流端Lc2串联。
所述第一通道用于测量所述标准交流电阻R1和所述被测交流电阻R2之间串联节点的电压，所述第二通道用于测量所述标准交流电阻R1电压高端的电压。
进一步的，所述比例绕组W2的中间电位端通过一第一电压跟随器A1与所述第一节点P连接。所述比例绕组W2的中间电位端连接于所述第一电压跟随器A1的同相输入端，所述第一电压跟随器A1的反相输入端和输出端连接，所述第一电压跟随器A1的输出端与所述第一节点P连接。所述第一电压跟随器A1的输出电压等于输入电压，且具有较高的输入阻抗和较低的输出阻抗。所述第一电压跟随器A1用于跟随所述双级感应分压器IVD的比例绕组W2中间电位端的虚地电位，其输出作为所述双路同步采样器两路输入通道(S0、S1)的参考电位。
所述双级感应分压器IVD提供的电压比例在1:1到1∶11之间。具体的，所述双级感应分压器IVD能提供1:1至11:1共11个电压比例，如图2所示，所述激励绕组W1的第二激励端与中间抽头之间的电压为V，则所述激励绕组W1的第一激励端与中间抽头之间的电压为KV，其中，K在1到11之间取值。测量时，所述双级感应分压器IVD电压比例近似等于所述标准交流电阻R1与所述被测交流电阻R2之间的阻值比例，所述激励绕组W1的中间电位端接地，使得所述比例绕组W2的中间电位端和所述标准交流电阻R1、所述被测交流电阻R2的串联结点实现虚地电位，从而降低了串联结点由于分布电容引起的电流泄漏，使流过所述标准交流电阻R1和所述被测交流电阻R2的电流相等。
所述标准交流电阻R1的第二电流端Lc1和所述被测交流电阻R2的第二电流端Lc2通过一导线串联连接，而所述导线对测量结果的准确度有一定的影响，随着所述标准交流电阻R1和所述被测交流电阻R2阻值的降低，所述导线的影响增大。为了消除所述导线的影响，在所述第一通道S0的电压输入端与所述被测交流电阻R2的第二电压端Lp2之间设置一变压器T2，所述变压器T2的分压比例与所述双级感应分压器IVD的分压比例同步，从而对所述导线上电压实现进一步分压。
具体的，所述变压器T2为一单级感应分压器，所述变压器T2的一端与所述标准交流电阻R1的第二电压端Lp1连接，所述变压器T2的另一端与所述被测交流电阻R2的第二电压端Lp2连接，所述变压器T2的中间抽头通过一第二电压跟随器A2和一放大器A3连接于所述第一通道S0的电压输入端。
所述第二电压跟随器A2的输出电压等于输入电压，且具有较高的输入阻抗和较低的输出阻抗。所述第二电压跟随器A2用于跟随所述变压器T2的输出电压。所述第一电压跟随器A1和所述第二电压跟随器A2的高输入阻抗特性使得所述双级感应分压器IVD比例绕组W2、所述标准交流电阻R1及被测交流电阻R2组成的电桥的状态不受所述双通道同步采样器10的影响，保证了测量结果的准确度。
所述标准交流电阻R1的第一电流端Hc1和所述被测交流电阻R2的第一电流端Hc2分别连接所述电源U的两端。
进一步的，如图1所示，所述电源U为一交流正弦电压信号，为所述电桥电路提供激励电压，所述电压信号要有较好的短期稳定性，对所示电压信号频率的准确度和稳定性均要求较高。所述激励电源的10MHz基准时钟信号通过BNC接口输出，为所述双通道同步采样器10提供时钟参考信号，实现电源与所述双通道同步采样器10的同步，所述电源通过一隔离变压器T1分别连接于所述标准交流电阻R1的第一电流端Hc1和所述被测交流电阻R2的第一电流端Hc2。所述隔离变压器T1用于将电源输出信号的参考地与电桥线路的参考地隔离，所述隔离变压器T1的输入电压与输出电压的比例为1:1。所述隔离变压器T1具有较高的输入阻抗，在低频时输入阻抗也应远远高于所述电源的输出阻抗，以减输出阻抗分压的影响。
在测量过程中，所述双级感应分压器IVD的电压比例与所述标准交流电阻R1和被测交流电阻R2的电阻比例不完全相等，即电桥未实现平衡，所述变压器T2的中间抽头与所述标准交流电阻R1的第二电流端Lc1和所述被测交流电阻R2的第二电流端Lc2的串联连接点之间就形成一电压，即为不平衡电压U0，所述不平衡电压U0也是所述变压器T2的输出电压，并经过所述第二电压跟随器A2输出，且所述被测交流电阻R2的误差与所述不平衡电压U0的大小成正比，故测量出所述不平衡电压U0的大小即可计算出所述被测交流电阻R2的误差。在本发明的测量过程中，没有电桥平衡调节过程，而是通过测量所述不平衡电压U0得到所述被测交流电阻R2的误差，使得电阻的精密测量更方便快捷。
通常情况下，所述标准交流电阻R1与所述被测交流电阻R2的阻值比例和所述双级感应分压器IVD的电压比例近似相等，即所述不平衡电压U0幅值较小，为了测量的准确度，在所述第二电压跟随器A2的输出端与所述第一通道S0的另一端之间连接一放大器A3。利用所述放大器A3将所述不平衡电压U0进行放大，所述放大倍数为所述双级感应分压器IVD的电压比例数。
所述双通道同步采样器10分别对所述放大器A3的输出信号好所述标准交流电阻R1的第一电压端Hp1的电压进行同步采样测量。由于所述双通道同步采样器10与所述电源同步，利用DFT(傅立叶变换)算法可准确计算出所述放大器A3输出的不平衡电压U0、所述标准交流电阻R1第一电压端Hp1的电压U1及两电压之间的相位差
进一步的，可以计算出所述被测交流电阻R2的阻值：
其中，k为所述双极感应分压器的电压比例。
在本实施例中，各元器件之间均采用屏蔽电线连接，即，所述双级感应分压器IVD与所述标准交流电阻R1之间的连接，所述双级感应分压器IVD与所述被测交流电阻R2之间的连接，所述标准交流电阻R1与所述被测交流电阻R2之间的连接，所述双通道同步采样器10与所述双级感应分压器IVD、所述标准交流电阻R1及所述被测交流电阻R2之间的连接，所述电源U与所述标准交流电阻R1及所述被测交流电阻R2之间的连接均采用屏蔽电线连接。
在本发明实施方式中仅提供一种较佳的实施例，但是不限于本实施例。在本发明的其他实施例中，可以将电阻R1作为被测交流电阻，而电阻R2作为标准交流电阻。或者在本实施例的基础上直接将所述第二通道S1的电压输入端直接与所述被测交流电阻R2的电压高端连接。或者在所述第一通道S0的电压输入端与所述变压器T2之间不连接所述放大器A3，只要有足够的灵敏度能准确测量所述不平衡电压U0即可，在此不再赘述。
综上，在本发明实施例提供的数字式交流电阻电桥中，采用不平衡式电桥结构，测量时无需调节平衡，解决了传统测量方案中平衡调节过程繁琐、电桥结构复杂等问题。通过测量不平衡电压得到被测交流电阻的误差，而非直接测量被测交流电阻上的电压值，即采用测差的方法实现交流电阻的精密测量，可以达到很高的测量准确度。采用电子线路消除了电压测量时输入阻抗对电桥状态的影响，进一步提高了测量准确度。所述双通道同步采样器与所述电源共用同一时钟信号，实现了同步采样测量。
上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种数字式交流电阻电桥，其特征在于，包括：
双级感应分压器，所述双级感应分压器包括一激励绕组和一比例绕组，所述激励绕组包括一第一激励端、一第二激励端和一中间抽头，所述比例绕组包括多个电位端，其中，第一电位端和第二电位端位于所述比例绕组的两端，在所述第一电位端和所述第二电位端之间均匀分布有多个中间电位端，所述激励绕组的中间抽头接地；
标准交流电阻和被测交流电阻，所述标准交流电阻和所述被测交流电阻均为四端电阻，所述标准交流电阻和所述被测交流电阻均包括第一电压端、第二电压端、第一电流端及第二电流端，所述激励绕组的第一激励端与所述标准交流电阻的第一电流端连接，所述比例绕组的第一电位端与所述标准交流电阻的第一电压端连接，所述激励绕组的第二激励端与所述被测交流电阻的第一电流端连接，所述比例绕组的第二电位端与所述被测交流电阻的第一电压端连接；
双通道同步采样器，所述双通道同步采样器包括第一通道和第二通道，所述第一通道和所述第二通道均包括一电压输入端和一参考电位端，所述第一通道的参考电位端和所述第二通道的参考电位端通过一第一节点连接，所述比例绕组的一中间电位端与所述第一节点电性连接，所述第一通道的电压输入端与所述被测交流电阻的第二电压端连接，所述第二通道的电压输入端与所述标准交流电阻的第一电压端连接，所述标准交流电阻的第二电流端与所述被测交流电阻的第二电流端串联；
电源，所述标准交流电阻的第一电流端和所述被测交流电阻的第一电流端通过一隔离变压器分别连接所述电源的两端。
2.如权利要求1所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述比例绕组的一中间电位端通过一第一电压跟随器与所述第一节点连接。
3.如权利要求2所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述比例绕组的所述中间电位端连接于所述第一电压跟随器的同相输入端，所述第一电压跟随器的反相输入端和输出端连接，所述第一电压跟随器的输出端与所述第一节点连接。
4.如权利要求1所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述第一通道的电压输入端通过一变压器与所述被测交流电阻的第二电压端连接。
5.如权利要求4所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述变压器的分压比例与所述双级感应分压器的分压比例同步。
6.如权利要求4所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述变压器为一单级感应分压器，所述变压器的一端与所述标准交流电阻的第二电压端连接，所述变压器的另一端与所述被测交流电阻的第二电压端连接，所述变压器的中间抽头通过一第二电压跟随器和一放大器连接于所述第一通道的电压输入端。
7.如权利要求6所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述变压器的中间抽头与所述第二电压跟随器的同相输入端连接，所述第二电压跟随器的反相输入端和输出端连接，所述第二电压跟随器的输出端与所述放大器的输入端连接，所述放大器的输出端与所述第一通道的另一端连接。
8.如权利要求1所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述电源为一交流正弦电压信号。
9.如权利要求1所述的数字式交流电阻电桥，其特征在于，所述双级感应分压器提供的电压比例在1:1到1∶11之间。
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