CN113419097A - 一种四端对交流量子电阻传递电桥及方法 - Google Patents

Abstract

一种四端对交流量子电阻传递电桥及方法，包括供电电源S、开尔文支路A1、瓦格纳支路A0、第一源组合网络A2、第二源组合网络A3、微差补偿网络A4、主比例感应分压器IVD2、第一四端对交流电阻连接点Z1、第二四端对交流电阻连接点Z2、扼流圈H和若干指零仪D，沿主比例感应分压器IVD2的绕组外周面绕制低匝数的隔离感应绕组L0，L0为微差补偿网络A4的一次绕组提供激磁电流，避免A4的一次绕组直接连接供电电源S导致的各平衡指零网络相互影响，实现电桥快速平衡。并通过改变微差补偿网络A4的第二感应分压器T2一次绕组L3与二次绕组L4匝比的方法，仅用一套分压电容即可实现多频点的虚部微差补偿，达到虚部平衡，实现多频点的四端对交流量子电阻传递电桥。

Description

一种四端对交流量子电阻传递电桥及方法

技术领域

本发明涉及交流电阻传递技术领域，尤其涉及一种四端对交流量子电阻传递电桥及方法。

背景技术

电阻具有频率特性，交流电阻的溯源是国际性难题。基于交流量子化霍尔效应，采用基本物理常数来定义阻抗单位量值，具有不随时间和空间的变化而改变的特点，可实现交流电阻、电容、电感与直流电阻单位定义的统一，可解决当前交流电阻溯源的难题，是国际前沿计量技术。其关键技术环节是将交流量子化霍尔效应复现的交流电阻量值以极小的不确定度传递到实物交流标准电阻，故而需要研制10^-8量级的高准确度阻抗电桥，并实现无定向阻抗的传递。

由于交流阻抗的四端对定义是最完善的形式，交流量子化霍尔电阻样品为四端对结构，10^-8量级的交流电阻也需采用四端对结构。交流量子化霍尔电阻基准的技术指标是在10^-8量级复现交流阻抗量值，因此作为量值传递桥梁的高准确度交流阻抗电桥的传递不确定度也应达到10^-8量级，比目前广泛使用的10^-4量级的阻抗电桥或RLC测量仪高出4至5个数量级，研制难度极大。为了研究建立基于交流量子化霍尔效应的量子阻抗标准，实现交流电阻到交流量子化霍尔电阻标准的溯源，应采用四端对交流阻抗电桥。四端对交流阻抗电桥符合交流阻抗的定义，并可采用多种技术手段消除各种干扰，能够实现10^-8量级的无定向阻抗的传递。但结构十分复杂，需要多次平衡，存在多个平衡之间相互影响的问题，使平衡收敛十分缓慢，测量效率较低，同时存在频点单一的问题。

具体地，四端对交流阻抗电桥属于比例值极为准确的变压器电桥，其基本原理是按照四端对阻抗的定义实现对交流阻抗的测量，即保证电压回路没有电流流过、电流回路芯皮电流满足等大反向。原理图如图1所示。为了消除引线误差，采用误差电势补偿法在电位引线处连接指零仪，在电流引线处连接可调补偿电源，如图1中的D1-S1、D2-S2、D3-S3三对指零仪与可调补偿电源的配合，当把可调补偿电源S1、S2、S3调到电位线处的指零仪指零时，引线误差就被补偿，且能够避免电流泄露问题。调节S4使D4指零，同时S1-D1、S2-D2、S3-D3这三组平衡指零网络的指零仪也指零时，电桥的平衡才算基本完成。由于存在至少4对指零仪与可调补偿电源，具体调平衡，当调整微差补偿网络A4中使其达到微差平衡时，会引起电桥电源负载改变，进而已达到平衡的瓦格纳支路A0辅助平衡被打破，主比例感应分压器IVD2绕组的比例平衡点V0相连的第五指零仪D5不再指零，各个指零平衡网络也均被打破，需要进一步重新调整使第三指零仪D3、第二指零仪D2和第五指零仪D5重新指零后，再次调整微差补偿网络A4，使其达到微差平衡，完成一个周期的调整后，瓦格纳支路的平衡再次被打破。通过调整微差补偿网络A4引起的电源负载改变的值越大，则需要循环调整指零的次数就越多，该电桥平衡就越不容易达到。也即为每次调整一个可调电流源使其平衡指零网络的指零仪指零，均会对其余三组平衡指零网络产生影响，需要多次重复进行循环调整，且调整的过程中，各组平衡指零网络不能同时收敛，故而调节起来非常费劲。

四端对交流阻抗电桥在具体实现时，其一种线路结构如图2所示，非常复杂，包括供电电源S、开尔文支路A1、瓦格纳支路A0、第一源组合网络A2、第二源组合网络A3、微差补偿网络A4、主比例感应分压器IVD2、第一四端对交流电阻连接点Z1、第二四端对交流电阻连接点Z2、扼流圈H和若干指零仪D。

开尔文支路A1以开尔文连接的形式接在Z1与Z2之间的连接引线上，感应供压绕组B0连接信号发生器DDF1为所述开尔文支路A1供电，也可通过另加信号源的形式为开尔文支路A1供电，形成第一可调电流源S1，S1与开尔文支路A1相连的第四指零仪D1组成第一平衡指零网络S1-D1，以消除Z1与Z2之间引线的引线误差。

信号发生器DDF1和锁相放大器DDF2连接隔离式感应分压器IVD形成桥路的供电电源S，向整个桥路供电。锁相放大器DDF2同时可作为桥路中的指零仪D。其中，隔离式感应分压器IVD1二次绕组从高端（图2中的上端）到低端（图2中的下端）依次分为第一输出端V11、第二输出端V12、第三输出端V13和第四输出端V14，第二输出端V12和第三输出端V13为电桥主比例感应分压器IVD2和瓦格纳支路A0提供电源。第一源组合网络A1的输入端连接第一输出端V11和第二输出端V12组成第二可调电流源S2，第一四端对交流电阻连接点Z1同一侧的端对分别连接第一源组合网络A1输出端和IVD2的高端，用于感应第一四端对交流电阻连接点Z1和主比例感应分压器IVD2的高端之间引线电流的第二指零感应绕组B2连接指零仪D形成第二平衡指零网络S2-D2（也即为电桥高电压比例支路）。第二源组合网络A2的输入端连接第三感应输出端和第四感应输出端组成第三可调电流源S3，第二四端对交流电阻连接点Z2另一侧的端对分别连接第二源组合网络A2的输出端和IVD2的低端，用于感应Z2和IVD2的低端之间引线电流的第三指零感应绕组B3连接指零仪D形成第三平衡指零网络S3-D3（也即为电桥低电压比例支路）。S提供给第一源组合网络A2与提供给第二源组合网络A3的电压相等、电位极性相反。微差补偿网络A4的输出的补偿电压补偿到Z2和IVD2的低端之间的引线上。其中，由于在整个桥路中，Z1所在桥臂与Z2所在桥臂的电压比等于电阻比，故而，电桥平衡时，Z1上连接的第一四端对交流电阻的阻值等于Z2上连接的第二四端对交流电阻的阻值加上微差补偿网络A4输出到桥路中的补偿电压对应的阻值。

在该桥路中，为了实现四端对阻抗电桥10^-8量级的传递，采用瓦格纳支路A0实现屏蔽防护，以消除主比例感应分压器IVD2的主比例臂的比例平衡点V0的电流泄漏，并同时采用微差补偿网络A4实现四端对交流电阻传递电桥的最终平衡。目前，四端对交流阻抗电桥的微差补偿网络A4由电桥供电电源S直接供电，同时与瓦格纳支路A0并联，在进行微差调节时，由于负载的改变使得之前平衡的瓦格纳支路辅助平衡被打破，同样微差调节平衡后，调节瓦格纳辅助平衡又会严重影响微差平衡，即瓦格纳辅助平衡与微差平衡之间的相互影响特别突出，使得电桥平衡的收敛过程更加缓慢。

另外，四端对交流电阻传递电桥的平衡既需要实部平衡，还需要虚部平衡。虚部补偿电压通常由一组分压电容与输出电阻的进行分压得到，当频率改变时，电容产生的阻抗值1/jωc会发生改变，因此要实现多频点，就需要有多组分压电容，使四端对交流阻抗电桥的结构和换接十分复杂，不易实现。

发明内容

本发明提供一种四端对交流量子电阻传递电桥及方法，在主比例感应分压器的绕组上绕制有为微差补偿网络的一次绕组提供激磁电流的隔离感应绕组，隔离感应绕组的线圈匝数较少，且可以仅设置为一匝，避免微差补偿网络一次绕组直接连接供电电源导致各平衡指零网络相互影响，在实现10^-8量级高准确度四端交流电阻传递的基础上，大幅减小辅助平衡的瓦格纳支路与微差补偿网络的相互干扰，使得电桥平衡快速收敛。

本发明技术方案如下：

一种四端对交流量子电阻传递电桥，主比例感应分压器IVD2绕组上绕制有低匝数的隔离感应绕组L0，所述隔离感应绕组L0为微差补偿网络A5的一次绕组提供激磁电流，避免微差补偿网络A5的一次绕组直接连接供电电源S导致各支路相互影响，实现电桥快速平衡。

作为优选，所述主比例感应分压器IVD2绕组的外周面单独绕制一匝所述隔离感应绕组L0。

作为优选，所述四端对交流量子电阻传递电桥包括供电电源S、开尔文支路A1、瓦格纳支路A0、第一源组合网络A2、第二源组合网络A3、微差补偿网络A4、主比例感应分压器IVD2、第一四端对交流电阻连接点Z1、第二四端对交流电阻连接点Z2、扼流圈H和若干指零仪D；所述开尔文支路A1通过将第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2间的引线电阻等比例分配消除引线误差；所述主比例感应分压器IVD2和瓦格纳支路A0并联连接在所述供电电源S以消除主比例臂平衡点V0处的电流泄漏，所述微差补偿网络A4通过所述隔离感应绕组L0提供激磁电流并将补偿电压补偿到桥路中。

作为优选，所述微差补偿网络A5包括第一感应分压器T1和第二感应分压器T2，所述第一感应分压器T1的二次绕组L2与一套分压电阻R结合实现对电桥实部平衡的调节，所述第二感应分压器T2的二次绕组L4与一套分压电容C结合实现对电桥虚部平衡的调节，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3按照一定的匝数变化从高端到低端设置多个抽头，通过改变第二感应分压器T2一次绕组L3与二次绕组L4的匝比，用第二感应分压器T2感应比例的变化抵消频率变化导致的分压电容阻抗值的变化，使分压电容C的阻抗值不随频率变化而改变。

作为优选，所述第一感应分压器T1的一次绕组L1、第一感应分压器T1的二次绕组L2和第二感应分压器T2的二次绕组T4的匝数相等且均为70匝时，频率为1kHz ，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为44匝的抽头；频率为1.592kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为70匝的抽头 ；频率为2kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为88匝的抽头；频率为3.184kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为140匝的抽头；频率为5kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为220匝的抽头，以保证分压电容C的阻抗值不随频率变化而改变。

作为优选，所述供电电源S包括信号发生器DDF1、锁相放大器DDF2和隔离式感应分压器IVD1，所述隔离式感应分压器IVD1的一次绕组通过功率放大器（图中未示出）连接信号发生器DDF1和锁相放大器DDF2，所述隔离式感应分压器IVD1的二次绕组从高端到低端依次分为第一输出端V11、第二输出端V12、第三输出端V13和第四输出端V14，所述第二输出端V12和第三输出端V13为电桥主比例感应分压器IVD2和瓦格纳支路A0提供电源；所述第一输出端V11和第二输出端V12之间的线圈匝数等于所述第三输出端V13和第四输出端V14之间的线圈匝数，所述第一输出端V11和第二输出端V12为第一源组合网络A2所在的电桥高电压比例支路提供电源，所述第三输出端V13和第四输出端V14为第二源组合网络A3所在的电桥低电压比例支路提供电源，提供给电桥高电压比例支路的电位极性与提供给电桥低电压比例支路的电位极性相反。

作为优选，所述扼流圈H或有源扼流圈套接到测量线路中的引线上，保证其无定向结构的各个同轴线芯皮电流大小相等、方向相反。

一种测量四端对交流电阻传递方法，使用上述四端对交流量子电阻传递电桥测量待测四端对交流电阻Rx，包括如下步骤：

步骤1，获取待测四端对交流电阻Rx的标称值后，根据测量要求选择标准四端对交流电阻Rs，将待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs分别连接到第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2；按照待测四端对交流电阻Rx与标准四端对交流电阻Rs的标称值的比值，将主比例感应分压器IVD2绕组按照对应的匝比，找到IVD2的比例平衡点V0；

步骤2，调节瓦格纳支路A0，使主比例感应分压器IVD2比例平衡点V0处的电位为地电位，也即为使得与该平衡点V0相连的第五指零仪D5指零，解决电桥主比例臂的电流泄漏的问题；

步骤3，调节第一源组合网络A2使接于主比例感应分压器IVD2高端与第一四端对交流电阻连接点Z1之间的第二指零仪D2指零，解决电桥高电压比例支路存在电流的问题；

步骤4，调节第二源组合网络A3使接于主比例感应分压器IVD2低端与第二四端对交流电阻连接点Z2之间的第三指零仪D3指零，解决电桥低电压比例支路存在电流的问题；

步骤5，调节微差补偿网络A4使与开尔文支路A1相连的第一指零仪D1指零；

步骤6，通过感应供压绕组B0为所述开尔文支路A1供电，调节开尔文支路A1使与其相连的第一指零仪D1再次指零，解决第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2间的引线电阻等比例分配问题；

步骤7，使感应供压绕组B0不再为与所述开尔文支路A1供电，再次调节微差补偿网络A4，使第一指零仪D1再次指零，并验证第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5均指零；读出此时微差补偿网络A4的实部和虚部的读数值，即可得出待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs的实部差和虚部差，从而导出待测四端对交流电阻Rx的实部量值和虚部量值。

作为优选，所述待测四端对交流电阻Rx的标称值或预估值为所述标准四端对交流电阻Rs的10倍或以上时，所述待测四端对交流电阻Rx连接到第一四端对交流电阻连接点Z1，所述标准四端对交流电阻Rs连接到第二四端对交流电阻连接点Z2，所述微差补偿网络A4通过所述隔离感应绕组L0提供激磁电流并将补偿电压补偿到标准四端对交流电阻Rs所在的桥臂中。

作为优选，所述标准四端对交流电阻Rs的标称值或预估值为所述待测四端对交流电阻Rx的标称值10倍或以上时，所述待测四端对交流电阻Rx连接到第二四端对交流电阻连接点Z2，所述标准四端对交流电阻Rs连接到第一四端对交流电阻连接点Z1，所述微差补偿网络A4通过所述隔离感应绕组L0提供激磁电流并将补偿电压补偿到待测四端对交流电阻Rx所在的桥臂中。

作为优选，所述待测四端对交流电阻Rx的标称值或预估值与所述标准四端对交流电阻Rs的相差不到10倍时，任意选择将所述标准四端对交流电阻Rs或所述待测四端对交流电阻Rx连接到第一四端对交流电阻连接点Z1。

作为优选，所述步骤7中，再次调节微差补偿网络A4，使第一指零仪D1再次指零后，可选择验证或不验证第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5是否均指零，若第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5中任一不指零，则重复1-2次步骤S2-S7，便能使得所述第一指零仪D1、第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5均指零。

本发明相对于现有技术优势在于：

1、本发明所述四端对交流量子电阻传递电桥及方法，在所述主比例感应分压器IVD2的绕组单独多绕一个低匝数的隔离感应绕组L0，用其给微差补偿网络供电，由于隔离感应绕组L0通过感应的方式从主比例感应分压器IVD2的绕组单独感应电压，且隔离感应绕组L0的线圈匝数非常少，最优选为一匝，故而微差补偿网络A4整体对于电桥供电电源S来说，增加的负载几乎可以忽略不计，也即为在调整微差补偿网络A4内参与测量的一套分压电阻R的和一套分压电容C时，反应到电桥供电电源S上，相当于是个恒定负载，故而不会对瓦格纳支路的辅助平衡指零网络产生太大影响甚至不会产生影响，从而减小微差调节网络A4与其他辅助平衡指零网络的相互干扰，使得电桥的平衡能够较快收敛。

2、本发明所述四端对交流量子电阻传递电桥及方法，通过改变通过改变第二感应分压器T2一次绕组L3与二次绕组L4匝比的方法，仅用一套虚部微差补偿电容组即可实现对多频点的移相，实现虚部的微差调节，达到虚部平衡，进而获得一套分压电容C即可得到多频点的四端对交流量子电阻传递电桥。

附图说明

图1为四端对交流阻抗传递电桥的原理图；

图2为不易调平衡的四端对交流电阻传递电桥的线路图；

图3为本发明所述四端对交流量子电阻传递电桥的线路图；

图4为本发明所述四端对交流量子电阻传递电桥的主比例分压器的结构示意图；

图5为本发明所述四端对交流量子电阻传递电桥中微差注入网络的内部线路图。

图中各标号为：

S1—第一可调电流源，S2—第二可调电流源，S3—第二可调电流源，D1—第一指零仪，D2—第二指零仪，D3—第三指零仪，D4—第四指零仪，D5—第五指零仪，S1-D1—第一平衡指零网络，S2-D2—第二平衡指零网络，S3-D3—第三平衡指零网络，IVD1—隔离式感应分压器，V11—第一输出端，V12—第二输出端，V13—第三输出端，V14—第四输出端，IVD2—主比例感应分压器，V0—比例平衡点，L0—隔离感应绕组，A1—开尔文支路，A2—第一源组合网络，A3—第二源组合网络，A4—微差补偿网络，A0—瓦格纳支路，B0—感应供压绕组，B1—第一指零感应绕组，B2—第二指零感应绕组，B3—第三指零感应绕组，B4—补偿绕组，Z1—第一四端对交流电阻连接点，Z2—第二四端对交流电阻连接点，DDF1—信号发生器，DDF2—功率放大器，R—分压电阻，R1—第一分压电阻，R2—第二分压电阻，R3—第三分压电阻，R4—第四分压电阻，R5—第五分压电阻，R6—电阻，C—分压电容，C1—第一分压电容，C2—第二分压电容，C3—第三分压电容，C4—第四分压电容，C5—第五分压电容，T1—第一感应分压器，T2—第二感应分压器，T3—微差注入绕组，L1—第一感应分压器一次绕组，L2—第一感应分压器二次绕组，L3—第二感应分压器一次绕组，L4—第二感应分压器二次绕组，H—扼流圈，Rx—待测四端对交流电阻，Rs—标准四端对交流电阻。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合具体实施例，对本发明进行更详细的说明。

实施例1

如图3所示，一种四端对交流量子电阻传递电桥的线路图，包括隔离式感应分压器IVD1、微差补偿网络A4、比率感应分压器IVD2、瓦格纳支路A5、第一四端对交流电阻连接点Z1、第二四端对交流电阻连接点Z2、扼流圈H和指零仪D。第一四端对交流电阻连接点Z1上连接有标准四端对交流电阻Rs，标准四端对交流电阻Rs优选为四端对霍尔量子电阻，也可采用已被标定好的能够达到10^-8或其他更高不确定等级的标准电阻。第二四端对交流电阻连接点Z2上连接待测四端对交流电阻Rx。

已知标准四端对交流电阻Rs和待测四端对交流电阻Rx的标称电阻值比值为10:1，IVD2的绕组线圈匝数为110匝。

IVD1的第一输出端V11和第二输出端V12之间的线圈匝数等于第三输出端V13和第四输出端V14之间的线圈匝数，均为10匝，第二输出端V12和第三输出端V13之间的线圈匝数为100匝，信号发生器DDF1和锁相放大器DDF2注入IVD1后，第一输出端V11的电势为11V，第二输出端V12的电势为10V，第三输出端V13的电势为-1V，第四输出端V14的电势为-2V。

主比例感应分压器IVD2为自耦式感应分压器，高端电势等于第二输出端V12的电势为10V，低端电势等于第三输出端V13的电势为-1V。为了使电桥的主比例臂初步达到平衡，由于绕组的电源负载与主比例臂匝数为平方关系，IVD2绕组上的匝比应为10:1，也即为，IVD2的比例平衡点V0应在距离其高端100匝的抽头处。该比例平衡点V0通过第一指零感应绕组B1连接第五指零仪D5，但是由于主比例臂存在泄漏，故而测量调平衡前，与比例平衡点V0相连的第五指零仪D5并不会指零，这里通过调整与IVD2并联的瓦格纳支路A0，使该第五指零仪D5指零，也即为使得比例平衡点V0的电位为地电位，以达到瓦格纳支路辅助平衡，保证主比例臂上没有泄漏电流流过，也即为消除了泄露的影响。其中，第五指零仪D5可与第一指零仪D1、第二指零仪D2和第三指零仪D3分别在电桥调平衡时，可优选分别连接（如通过切换的方式连接）图2和图3中的指零仪D；或者，在电桥调平衡时，也可将第五指零仪D5单独连接一个指零仪，其余的第一指零仪D1、第二指零仪D2和第三指零仪D3可通过切换的方式共用图2和图3中的指零仪D。且，在本实施例中，第一指零仪D1相当于图1中D1和D4。

在四端对电桥中，无定向结构需保证各个同轴线芯皮电流大小相等、方向相反，目前采用的解决方法是套扼流圈H或有源扼流圈H来保证测量线路的无定向结构。如图4所示，通过主比例感应分压器IVD2绕组上绕制1匝的隔离感应绕组L0，1匝隔离感应绕组L0能够感应来的电压为0.1V，也即为微差补偿网络A4的一次绕组的激磁电流从该隔离感应绕组L0获取，由于是通过隔离绕组感应而来，对IVD2本身产生的影响微乎其微，反映到瓦格纳支路A0和供电电源S，由于电源的负载与匝数是平方关系，即该微差补偿感应供压绕组B4在电桥主比例臂中的负载是百分之一，因此微差补偿网络A4对于电桥电源的负载也是原来的百分之一。基本可以忽略不计，甚至不会引起瓦格纳支路平衡改变，即使能够引起瓦格纳支路平衡与微差平衡相互干扰，也能很快的通过几次调整，达到电桥平衡，使得电桥平衡能够快速收敛，大幅减少电桥的调平衡时间和工作量。

若如图2所示，将IVD2的高压端和低压端、瓦格纳支路A1，以及微差补偿网络A4同时并联在第二输出端V12和第三输出端V13之间。则微差补偿网络A4的供电电压为10V，且其整体的功率型负载会对瓦格纳支路A0产生直接影响，且对对瓦格纳支路A0平衡的影响至少为本发明的100倍，对于本来收敛性能就不相同的各个平衡指零网络而言，这种影响反应到调整电桥平衡的时长上，图2所示方案，至少需要1-2天，甚至一周，而本申请所示方案，仅需要几分钟即可。大幅降低测量人员的工作强度，测量过程的漫长和枯燥性亦得到缓解。

实施例2

一种测量四端对交流电阻的方法，使用上述四端对交流量子电阻传递电桥测量待测四端对交流电阻Rx，包括如下步骤：

步骤1，预估或获取待测四端对交流电阻Rx的标称值为100Ω，根据测量要求选择标准四端对交流电阻Rs为霍尔量子电阻，优选为1KΩ，且其不确定等级为10^-8Ω。将待测四端对交流电阻Rx第二四端对交流电阻连接点Z2，标准四端对交流电阻Rs连接到第一四端对交流电阻连接点Z1；按照待测四端对交流电阻Rx与标准四端对交流电阻Rs的标称值的比值，将主比例感应分压器IVD2绕组按照对应的匝比10:1，找到IVD2的比例平衡点V0在距其高端100匝的抽头处；

步骤2，调节瓦格纳支路A0，使主比例感应分压器IVD2比例平衡点V0处的电位为地电位，也即为使得与该平衡点V0相连的第五指零仪D5指零，解决电桥主比例臂的电流泄漏的问题；

步骤3，调节第一源组合网络A2使接于主比例感应分压器IVD2高端与第一四端对交流电阻连接点Z1之间的第二指零仪D2指零，解决电桥高电压比例支路存在电流的问题；

步骤4，调节第二源组合网络A3使接于主比例感应分压器IVD2低端与第二四端对交流电阻连接点Z2之间的第三指零仪D3指零，解决电桥低电压比例支路存在电流的问题；

步骤5，调节微差补偿网络A4使与开尔文支路A1相连的第一指零仪D1（此时相当于图1中的D4）指零；

步骤6，通过感应供压绕组B0为所述开尔文支路A1供电，调节开尔文支路A1使与其相连的第一指零仪D1（此时相当于图1中的D3）指零，使得待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs之间的引线电阻按比例分配，进而消除连接待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs的引线所引起的误差，解决连接第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2间的引线电阻等比例分配问题；感应供压绕组B0优选为在主比例感应分压器IVD2上另设的一匝或几匝隔离感应绕组；或者通过为感应供压绕组B0另加信号源的形式为开尔文支路A1供电。

步骤7，使感应供压绕组B0不再为与所述开尔文支路A1供电，再次调节微差补偿网络A4，使第一指零仪D1（此时相当于图1中的D4）再次指零；标准四端对交流电阻Rs是基于交流量子化霍尔效应，采用基本物理常数来定义的阻抗单位量值，其不确定度目前能够达到10^-8，故而最后需要通过调整微差补偿网络A4，使得第一指零仪D1（相当于图1中的D4）再次指零。通过调整微差补偿网络A4中的一套分压电阻和一套分压电容连接到桥路中的个数及位置，即可得到微差补偿网络A4的实部分压值和虚部分压值，进而得到待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs之间的实部差和虚部差，将标准四端对交流电阻Rs的10^-8数量级的不确定度等级通过该电桥完全传递给待测四端对交流电阻Rx。

作为另一种实施方式，待测四端对交流电阻Rx的标称值为1KΩ，标准四端对交流电阻Rs为100Ω时，将待测四端对交流电阻Rx连接到第一四端对交流电阻连接点Z1，标准四端对交流电阻Rs连接到第二四端对交流电阻连接点Z2，所述微差补偿网络A4通过所述隔离感应绕组L0提供激磁电流并将补偿电压补偿到标准四端对交流电阻Rs所在的桥臂中。微差补偿网络A4的内部结构图如图4所示，具体在下一实施例中进行详细描述。

作为优选，所述步骤7中，再次调节微差补偿网络A4，使第一指零仪D1再次指零后，可选择检查第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5是否均指零。当不选择检查第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5是否均指零时，则默认此时第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5是均指零的。当选择检查第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5是否均指零时，若第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5均指零，则通过一个周期调零（5次调零）即可得出待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs的实部差和虚部差，从而导出待测四端对交流电阻Rx的实部量值和虚部量值。若第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5中任一不指零，则重复1-2次步骤S2-S7，便能使得所述第一指零仪D1、第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5均指零。

实施例3

所述微差补偿网络A4的内部结构如图5所示，包括第一感应分压器T1、第二感应分压器T2、与第一感应分压器T1的二次绕组L2相连的一套分压电阻R(R1-R5)、与第二感应分压器T2的二次绕组L4相连的一套分压电容C(C1-C5)、电阻R6和补偿绕组B4，所述第一感应分压器T1的二次绕组L2和第二感应分压器T2的二次绕组L4均设有10个抽头，每个抽头上均设有5个连接点，分别供对应的分压电阻R(R1-R5)或分压电容C(C1-C5)连接。分压电阻R(R1-R5)和分压电容C(C1-C5)分别选择连接或不连接对应的抽头，可改变电阻R6上的电流值，进而改变通过补偿绕组B4注入所述IVD2的低端与第二四端对交流电阻连接点Z2之间引线上的微差注入电压，进而使得所述第一指零平衡网络D1指零，实现微差调整功能。

所述第二感应分压器T2的一次绕组L3为可调绕组，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3按照一定的匝数比设有多个抽头，图5中优选设置6个抽头，且从高端到低端分别为第1抽头、第2抽头、第3抽头、第4抽头、第5抽头和第6抽头，所述第6抽头直接连接隔离感应绕组L0的低压端，隔离感应绕组L0的高压端根据频率的大小选择连接第1抽头、第2抽头、第3抽头、第4抽头或第5抽头。进而可以通过不更改所述分压电容C的各个电容，得到多频点的四端对交流量子电阻传递电桥。也即为采用一套分压电容C，即可实现多频点的四端对交流量子电阻传递电桥。

所述第一感应分压器一次绕组L1、所述第一感应分压器二次绕组L2和第二感应分压器二次绕组L4匝数相等均为70匝，所述第一感应分压器二次绕组L2和第二感应分压器二次绕组L4均设有10个抽头，每两个相邻抽头之间的线圈匝数均为7匝，R1-R5内的每一个分压电阻一端均与所述电阻R6串联连接、另一端分别可选择连接所述第一感应分压器二次绕组L2的任一抽头，所述分压电容C1-C5内的每一个分压电容一端均与所述电阻R6串联连接、另一端分别可选择连接L4的任一抽头。通过连接不同抽头，改变电阻R6上的电流值，进而改变L0注入所述主比例感应分压器IVD2的低压端与Z2之间引线上的微差电压，实现微差调整功能。

R1-R5内的第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4和第五电阻R5，R1、R2、R3、R4和R5的阻值分别为1KΩ、10KΩ、100KΩ、10KΩ、1MΩ、10MΩ；C1-C5内的第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4和第五电容C5，C1、C2、C3、C4和C5电容大小分别为10pF、100pF、1nF、10nF、100nF。

优选地，所述第一励磁绕组L1的匝数n1、所述实部微差感应绕组L2的匝数n2以及所述虚部微差感应绕组L4的匝数n8均为70匝，当频率为1kHz 时，第5抽头和第6抽头之间的线圈匝数n7为44匝；当频率为1.592kHz时，第4抽头和第6抽头之间的线圈匝数n6为70匝 ；当频率为2kHz时，第3抽头和第6抽头之间的线圈匝数n5为88匝；当频率为3.184kHz时，第2抽头和第6抽头之间的线圈匝数n4为140匝；当频率为5kHz时，第1抽头和第6抽头之间的线圈匝数n3为220匝，以保证虚部微差补偿电容组的阻抗不变。也即为通过不改变所述虚部微差补偿电容组的各个电容，得到多频点的四端对交流量子电阻传递电桥。

应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明，但不以任何方式限制本发明。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明的精神和范围的技术方案及其改变，其均应涵盖在本发明专利的保护范围当中。

Claims (10)

1.一种四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，主比例感应分压器IVD2绕组上绕制有低匝数的隔离感应绕组L0，所述隔离感应绕组L0为微差补偿网络A4的一次绕组提供激磁电流，避免微差补偿网络A4的一次绕组直接连接供电电源S导致的各支路相互影响，实现电桥快速平衡。

2.根据权利要求1或2所述四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，所述主比例感应分压器IVD2绕组的外周面单独绕制一匝所述隔离感应绕组L0。

3.根据权利要求1所述四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，包括供电电源S、开尔文支路A1、瓦格纳支路A0、第一源组合网络A2、第二源组合网络A3、微差补偿网络A4、主比例感应分压器IVD2、第一四端对交流电阻连接点Z1、第二四端对交流电阻连接点Z2、扼流圈H和若干指零仪D；所述开尔文支路A1通过将第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2间的引线电阻等比例分配消除引线误差；所述主比例感应分压器IVD2和瓦格纳支路A0并联连接在所述供电电源S以消除主比例臂平衡点V0处的电流泄漏，所述微差补偿网络A4通过所述隔离感应绕组L0提供激磁电流并将补偿电压补偿到桥路中。

4.根据权利要求1-3之一所述四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，所述微差补偿网络A5包括第一感应分压器T1和第二感应分压器T2，所述第一感应分压器T1的二次绕组L2与一套分压电阻R结合实现对电桥实部平衡的调节，所述第二感应分压器T2的二次绕组L4与一套分压电容C结合实现对电桥虚部平衡的调节，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3按照一定的匝数变化从高端到低端设置多个抽头，通过改变第二感应分压器T2一次绕组L3与二次绕组L4的匝比，用第二感应分压器T2感应比例的变化抵消频率变化导致的分压电容阻抗值的变化，使分压电容C的阻抗值不随频率变化而改变。

5.根据权利要求4所述四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，所述第一感应分压器T1的一次绕组L1、第一感应分压器T1的二次绕组L2和第二感应分压器T2的二次绕组T4的匝数相等且均为70匝时，频率为1kHz ，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为44匝的抽头；频率为1.592kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为70匝的抽头；频率为2kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为88匝的抽头；频率为3.184kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为140匝的抽头；频率为5kHz，所述第二感应分压器T2的一次绕组L3连接匝数为220匝的抽头，以保证分压电容C的阻抗值不随频率变化而改变。

6.根据权利要求3所述四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，所述供电电源S包括信号发生器DDF1、锁相放大器DDF2和隔离式感应分压器IVD1，所述隔离式感应分压器IVD1的一次绕组通过功率放大器连接信号发生器DDF1和锁相放大器DDF2，所述隔离式感应分压器IVD1的二次绕组从高端到低端依次分为第一输出端V11、第二输出端V12、第三输出端V13和第四输出端V14，所述第二输出端V12和第三输出端V13为电桥主比例感应分压器IVD2和瓦格纳支路A0提供电源；所述第一输出端V11和第二输出端V12之间的线圈匝数等于所述第三输出端V13和第四输出端V14之间的线圈匝数，所述第一输出端V11和第二输出端V12为第一源组合网络A2所在的电桥高电压比例支路提供电源，所述第三输出端V13和第四输出端V14为第二源组合网络A3所在的电桥低电压比例支路提供电源，提供给电桥高电压比例支路的电位极性与提供给电桥低电压比例支路的电位极性相反。

7.根据权利要求1所述四端对交流量子电阻传递电桥，其特征在于，所述扼流圈H或有源扼流圈套接到测量线路中的引线上，保证其无定向结构的各个同轴线芯皮电流大小相等、方向相反。

8.一种测量四端对交流电阻的方法，其特征在于，使用权利要求1-7之一所述四端对交流量子电阻传递电桥测量待测四端对交流电阻Rx，包括如下步骤：

步骤1，获取待测四端对交流电阻Rx的标称值后，根据测量要求选择标准四端对交流电阻Rs，将待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs分别连接到第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2；按照待测四端对交流电阻Rx与标准四端对交流电阻Rs的标称值的比值，将主比例感应分压器IVD2绕组按照对应的匝比，找到主比例感应分压器IVD2二次绕组的比例平衡点V0；

步骤2，调节瓦格纳支路A0，使主比例感应分压器IVD2比例平衡点V0处的电位为地电位，也即为使得与该平衡点V0相连的第五指零仪D5指零，解决电桥主比例感应分压器IVD2绕组的比例平衡点V0处的电流泄漏的问题；

步骤3，调节第一源组合网络A2使接于主比例感应分压器IVD2高端与第一四端对交流电阻连接点Z1之间的第二指零仪D2指零，解决电桥高电压比例支路存在电流的问题；

步骤4，调节第二源组合网络A3使接于主比例感应分压器IVD2低端与第二四端对交流电阻连接点Z2之间的第三指零仪D3指零，解决电桥低电压比例支路存在电流的问题；

步骤5，调节微差补偿网络A4使与开尔文支路A1相连的第一指零仪D1指零；

步骤6，通过感应供压绕组B0为所述开尔文支路A1供电，调节开尔文支路A1使与其相连的第一指零仪D1再次指零，解决第一四端对交流电阻连接点Z1与第二四端对交流电阻连接点Z2间的引线电阻等比例分配问题；

步骤7，使感应供压绕组B0不再为与所述开尔文支路A1供电，再次调节微差补偿网络A4，使第一指零仪D1再次指零，并验证第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5均指零；读出此时微差补偿网络A4的实部和虚部的读数值，即可得出待测四端对交流电阻Rx和标准四端对交流电阻Rs的实部差和虚部差，从而导出待测四端对交流电阻Rx的实部量值和虚部量值。

9.根据权利要求8所述测量四端对交流电阻的方法，其特征在于，所述待测四端对交流电阻Rx的标称值与所述标准四端对交流电阻Rs的标称值相差至少一个数量级时，将标称值大的连接到第一四端对交流电阻连接点Z1，标称值小的连接到第二四端对交流电阻连接点Z2，所述微差补偿网络A4通过所述隔离感应绕组L0提供激磁电流并将补偿电压补偿到第二四端对交流电阻连接点Z2所在的桥臂中；或所述待测四端对交流电阻Rx的标称值与所述标准四端对交流电阻Rs的标称值相差不到一个数量级时，任意选择将所述标准四端对交流电阻Rs或所述待测四端对交流电阻Rx连接到第一四端对交流电阻连接点Z1。

10.根据权利要求8所述测量四端对交流电阻的方法，其特征在于，所述步骤7中，再次调节微差补偿网络A4，使第一指零仪D1再次指零后，分别检查第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5是否均指零，若第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5中任一不指零，则重复1-2次步骤S2-S7，便能使得所述第一指零仪D1、第二指零仪D2、第三指零仪D3和第五指零仪D5均指零。

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