CN104365183B

CN104365183B - 用于驱动led灯的电源电路和供电方法及回扫变压器的初级侧控制电路

Info

Publication number: CN104365183B
Application number: CN201380028478.9A
Authority: CN
Inventors: 洪朱杓; 金俊镐
Original assignee: Silicon Works Co Ltd
Current assignee: LX Semicon Co Ltd
Priority date: 2012-05-31
Filing date: 2013-05-31
Publication date: 2016-08-24
Anticipated expiration: 2033-05-31
Also published as: WO2013180547A9; KR20130134786A; WO2013180547A2; US20150137694A1; WO2013180547A3; US9356522B2; CN104365183A

Abstract

本发明公开了一种用于驱动LED灯的电源电路和供电方法。该电源电路通过采用DCM‑DCM且由AC‑DC变换器构成。而且，该电源电路采用填谷电路来减小输出电流的纹波，并采用DCM‑DCM来稳定链电压，从而实现具有二级结构的功率因数校正电路。因而，可改善回扫变换器的输入电压，并可应用高反向电压。

Description

用于驱动LED灯的电源电路和供电方法及回扫变压器的初级侧控制电路

技术领域

本发明涉及电源电路，更具体地说，本发明涉及用于驱动LED灯的电源电路、用于通过使用填谷电路为LED灯供电的方法以及执行直流-直流变换的回扫变压器的初级侧控制电路。

背景技术

最近，为了改善资源枯竭和环境问题，用于提高电气设备效率的各种方法受到关注。

在照明领域中，出于能量非效率性，使用荧光灯或水银灯的现有的照明装置正在被LED灯替代。为了提高能量效率，LED灯需要具有高功率因数。

为了实现高功率因数，用于驱动LED灯的传统的AC-DC变换器可具有采用升压变换器和回扫变换器的二级结构(Two-stage structure)构成。升压变换器是为了功率因数校正而提供的，并且回扫变换器是为了直流-直流变换而提供的。

具有上述二级结构的AC-DC变换器根据各个步骤需要有源元件和控制回路。即，由于二级结构，上述AC-DC变换器要求使用大量的电路元件。因此，具有上述二级结构的AC-DC变换器在设计或成本方面并不适合于如室内电灯的低功率应用。

为了解决上述问题，可提出采用链电容器(link capacitor)的、具有单级结构(Single-stage structure)的AC-DC变换器的使用。在单级结构的AC-DC变换器中，可提供一个控制器并且可减少所需电路元件的数目。因此，可以推荐将上述单级结构的AC-DC变换器应用到如室内电灯的低功率应用。

然而，上述单级结构的AC-DC变换器在减小输入电压的纹波的能力方面不如二级结构的AC-DC变换器。因此，当将上述单级结构的传统变换器应用到低功率应用以驱动LED灯时，存在发生闪烁并引起颜色变化的问题。

单级结构的传统变换器的上述问题可通过使用具有大电容的链电容器来解决。然而，为了使电容器具有大电容，不得不增大电容器的尺寸。因此，为了实现低功率应用而采用大尺寸的电容器来配置AC-DC变换器并不是优选的。

另外，待被采用到低功率应用的AC-DC变换器还应考虑能够减小输出电流的纹波的方法。

公开

技术问题

本发明的目的在于，提供能够通过采用填谷电路(Valley FillCircuit)来减小输出电流的纹波的用于驱动LED灯的电源电路、供电方法以及回扫变压器的初级侧控制电路。

此外，本发明的另一目的在于，提供能够通过采用断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode；在下文中称为“DCM”)-DCM来构成简单的电路并且能够使链电压稳定的用于驱动LED灯的电源电路、供电方法以及回扫变压器的初级侧控制电路。

此外，本发明的又一目的在于，提供纹波在具有由升压功率因数校正变换器和回扫变换器构成的二级结构的同时能够减小回扫变压器的输入电压的纹波的用于驱动LED灯的电源电路、供电方法以及回扫变压器的初级侧控制电路。

此外，本发明的又一目的在于，提供能够使用具有大电感的升压电感器并且能够应用高反向电压的用于驱动LED灯的电源电路、供电方法以及回扫变压器的初级侧控制电路。

技术方案

根据本发明的用于驱动LED灯的电源电路包括：整流电路，输出整流电压；升压电感器，输出与上述整流电压相对应的升压电流；回扫变压器，从次级侧输出与初级侧的输入电流相对应的输出电流；切换电路，根据脉冲型信号进行切换以控制上述回扫变压器的上述初级侧的上述输入电流的流动；填谷电路，根据上述切换电路的切换，选择性地执行：通过累积在上述填谷电路中的能量向上述回扫变压器提供上述输入电流、以及使用上述升压电流将上述能量累积在上述填谷电路中；以及升压切换电路，根据上述切换电路的切换，选择性地执行：将用于增大上述升压电流的路径提供给上述升压电感器、以及将通过累积在上述填谷电路中的能量来提供上述输入电流的路径提供给上述回扫变压器的上述初级侧。

此外，根据本发明的电源电路包括：升压功率因数校正变换器，以第一断续导通模式对整流电压执行第一功率因数校正并且提供用于形成链电压的升压电流；以及回扫直流-直流变换器，以第二断续导通模式对通过上述升压电流形成的上述链电压执行第二功率因数校正，其中上述回扫直流-直流变换器包括回扫变压器、切换电路、填谷电路和升压切换电路，其中，上述回扫变压器感应初级侧的输入电流并且从次级侧输出输出电流，上述切换电路根据脉冲型信号进行切换以控制上述回扫变压器的上述初级侧的上述输入电流的流动，上述填谷电路根据上述切换电路的切换，选择性地执行：通过累积在上述填谷电路中的能量向上述回扫变压器提供上述输入电流、和使用上述升压电流将上述能量累积在上述填谷电路中，并且上述升压切换电路根据上述切换电路的切换，选择性地执行：将用于增大上述升压电流的路径提供给上述升压电感器、和将通过累积在上述填谷电路中的上述能量提供上述输入电流的路径提供给上述回扫变压器的上述初级侧。

此外，根据本发明的回扫变压器的初级侧控制电路，作为向执行直流-直流变换的回扫变压器的初级侧提供输入电流的回扫变压器的初级侧控制电路，其包括：升压功率因数校正变换器，提供对应于整流电压的升压电流；切换电路，根据脉冲型信号进行切换以控制上述回扫变压器的上述初级侧的上述输入电流的流动；填谷电路，根据上述切换电路的切换，选择性地执行通过累积在上述填谷电路内部的能量向上述回扫变压器提供上述输入电流、以及使用上述升压电流将上述能量累积在上述填谷电路内部；以及升压切换电路，根据上述切换电路的切换，选择性地执行将用于增大上述升压电流的路径提供给上述升压电感器、以及将通过累积在上述填谷电路中的上述能量提供上述输入电流的路径提供给上述回扫变压器的上述初级侧。

另外，根据本发明的用于驱动LED灯的供电方法包括以下步骤：提供升压电流，其中上述升压电流是升压功率因数校正变换器以第一断续导通模式对整流电压执行第一功率因数校正而获得的；导通连接至回扫变压器的初级侧的切换电路；根据上述切换电路的导通，使填谷电路中的一对电容器等效并联连接，并且通过使用累积在上述一对电容器中的能量向上述回扫变压器的初级侧提供输入电压；根据上述切换电路的导通，形成用于累积上述升压功率因数校正变换器的上述升压电流的路径；关断上述切换电路；以及根据上述切换电路的关断，使上述填谷电路中的上述一对电容器等效串联连接，并且通过上述升压电流将上述能量累积在上述一对电容器中。

有益效果

因此，根据本发明，能够通过填谷电路减小存在于升压功率因数校正变换器的输出中的纹波分量并且向回扫变换器的初级侧提供纹波被减小的输出电压，所以具有减小回扫变换器的输出电流的纹波的效果。

此外，根据本发明，通过采用DCM-DCM，能够简单地实现电路并具有使得链电压稳定的效果。

此外，根据本发明，能够使用具有大电感的升压电感器，能够应用高反向电压，并且具有分散电容器电压应力的效果。

附图说明

图1是示出根据本发明的用于驱动LED灯的电源电路的优选实施方式的电路图。

图2至图6是以各个模式区分开图1的实施方式的操作并对其进行说明的电路图。

图7是图1的实施方式的波形图。

图8是考虑到设计点的电压的波形图。

图9是示出用于根据本发明的变换器的整个设计流程的流程图。

图10至图14是示出根据本发明的实施方式的实验结果的波形图。

用于发明的模式

下文中将参照附图对本发明的优选实施方式进行详细描述。在本说明书及权利要求书的范围内所使用的措辞不应解释成受限于通用或词典中所记载的含义，而是应解释成符合本发明的技术事项的含义或概念。

本说明书中记载的实施方式和附图中所示的配置仅仅是本发明的优选实施方式，其并非限定本发明的技术思想，因此可以存在有在本申请的基础上能够用于替代其的多种等同物和变型例。

根据本发明的实施方式可具有如图1所示的配置。图1的实施方式大致具有二级结构，该二级结构包括升压功率因数校正变换器和回扫直流-直流变换器，其中，升压功率因数校正变换器以第一DCM执行第一功率因数校正并提供升压电流ILB，回扫直流-直流变换器以第二DCM执行第二功率因数校正。

此处，升压功率因数校正变换器包括整流电路和升压电感器Lboost，其中，整流电路输出整流电压，升压电感器Lboost接收整流电路的输出并提供升压电流ILB。

上述整流电路包括交流电源V_AC、滤波电感器Lf、滤波电容器Cf、桥式二极管DB1、DB2、DB3、DB4和输入电容器Cin，其中，滤波电感器Lf串联连接至交流电源V_AC，滤波电容器Cf并联连接至彼此串联连接的交流电源V_AC和滤波电感器Lf，桥式二极管DB1、DB2、DB3、DB4配置成对交流电源V_AC的正弦波输出进行全波整流，输入电容器Cin施加有桥式二极管DB1、DB2、DB3、DB4的输出。

此外，回扫直流-直流变换器具有包括回扫变压器10、切换电路M1、填谷电路和升压切换电路的配置。

此处，回扫变压器10被配置成通过回扫操作将电流供给到初级侧LM，并且从次级侧输出由初级侧LM的电流所感应的电流，从而执行直流-直流变换。回扫变压器10还可包括输出二极管Do和输出电容器Co，其中，输出二极管Do施加有次级侧的输出电流，输出电容器Co施加有输出电压Vo。在图1中，与输出电容器Co并联连接的电阻器Ro表示作为负载的LED灯。

此外，回扫变压器10可为反转式，并且反转式的回扫变压器10是指在与初级侧的电流流动相反的方向上电流被感应到次级侧的变压器。

此外，回扫变压器10的初级侧与次级侧之间的匝数比可定义为n:1(此处，n为自然数)。

另外，切换电路M1可包括连接至回扫变压器10的初级侧LM的NMOS晶体管。当施加了脉冲宽度调制信号(即，具有预定占空比的脉冲信号)作为栅极信号Ggate Sig，切换电路M1执行切换操作。在图1中，与切换电路M1并联连接的二极管Dos用于防止由寄生电流造成的反向电流，并且电容器Cos接收切换电路M1的两个端子之间的电压V_DS，并充电有基于寄生电流的能量。

此外，升压切换电路在升压电感器Lboost处包括并联连接的二极管D1、D2。二极管D1以正向方向连接至上述填谷电路与回扫变压器10的初级侧Lm的一个端部相连接的节点，二极管D2以正向方向连接至回扫变压器10的初级侧Lm与切换电路M1之间的节点。

具有上述配置的升压切换电路选择性地提供以下路径，即，包括升压电感器Lboost和切换电路M1以增大升压电感器Lboost的升压电流I_LB的路径，以及将升压电流传输至填谷电路的电容器Ccf1、Cvf2的路径。如上所述，升压切换电路的操作是根据切换电路M1的导通和关断状态来进行的。

此外，填谷电路包括一对电容器Cvf1、Cvf2和三个二极管Dvf1、Dvf2、Dvf3。

在填谷电路中，二极管Dvf1和电容器Cvf2并联连接到回扫变压器10的一个端部，并且电容器Cvf1串联连接到二极管Dvf1。此处，二极管Dvf1被配置成允许正向电流从电容器Cvf1流至回扫变压器10。另外，二极管Dvf3被配置成允许正向电流从接地端流至电容器Cvf2。另外，二极管Dvf2被配置成允许正向电流从电容器Cvf2流至电容器Cvf1。

根据上述配置，填谷电路提供对应于切换电路M1的导通状态的、供等效并联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2向初级侧Lm供给回扫变压器10的输入电压的路径，或者提供对应于切换电路M1的关断状态的、供升压电感器Lboost的升压电流I_LB传输至等效串联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2的路径。换言之，填谷电路根据切换电路M1的切换状态选择性地执行以下操作，即将累积在一对电容器Cvf1、Cvf2中的能量供给至回扫变压器10的操作以及使用升压电流I_LB将能量累积在一对电容器Cvf1、Cvf2中的操作。

在上述图1中，I_LB表示流经升压电感器Lboost的升压电流，I_DA表示流经二极管D1的电流，I_pri表示被引导至回扫变压器10的初级侧Lm的电流，V_link(V_链)表示链电压(link voltage)，V_cvf1表示施加在电容器Cvf1上的电压，V_cvf2表示施加在电容器Cvf2上的电压，V_DS表示施加在电容器Cos上的电压，Vo表示施加在负载Ro或电容器Co上的回扫变压器10的输出电压。此处，链电压V_link表示在连接至二极管D1和回扫变压器10的初级侧Lm的节点(+)与接地端(-)之间的电压。

下面将参照图2至图6对如上所述配置的根据本发明的实施方式的操作进行描述。图2至图6示出了图1的实施方式的部分激活状态根据模式变化而依次变化。根据本发明的实施方式的操作可参照图7的波形图进行描述。为了方便起见，将图2中的状态定义为模式1，将图3中的状态定义为模式2，将图4中的状态定义为模式3，将图5中的状态定义为模式4，将图6中的状态定义为模式5。

当切换电路M1在时间点T0导通时，开始图2中的模式1。

在切换电路M1被导通的时间点，升压电感器Lboost处于不累积能量的状态，当切换电路M1导通时，填谷电路的二极管Dvf2处于反向偏置状态而被关断。

因此，相对于回扫变压器10的初级侧LM，一对电容器Cvf1、Cvf2等效并联连接。

在模式1状态下，等效并联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2的电压Vcvf1、Vcvf2彼此相等，并且用作回扫变压器10的输入电压的链电压Vlink等于一对电容器Cvf1、Cvf2的电压Vcvf1、Vcvf2。

另外，回扫变压器10的初级侧Lm的电流Ipri通过链电压Vlink开始增大。

即，在模式1中，等效并联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2的电压Vcvf1、Vcvf2被供给到初级侧Lm作为回扫变压器10的输入电压。结果，一对电容器Cvf1、Cvf2的电压Vcvf1、Vcvf2减少，并且能量累积到回扫变压器10的初级侧Lm。

在根据本发明的实施方式中，因为在模式1中通过等效并联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2提供回扫变压器10的输入电压，所以具有减小输出电流纹波分量的效果。

更详细地，施加到回扫变压器10的初级侧Lm的输入电压的纹波在整流电路中经过第一功率因数校正后输出的电压的纹波的半个周期处形成。这是因为在整流电路中经过第一功率因数校正后输出的电压的纹波会通过并联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2分割成半个周期。

因此，在模式1中，对于施加到回扫变压器10的初级侧Lm的输入电压的第二功率因数校正可通过填谷电路的等效并联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2执行，并且回扫变压器10的输入电压可具有高占空比。

另外，在模式1的状态下，升压电感器Lboost的升压电流ILB流动经过的路径包括切换电路M1以及包含在升压切换电路中的二极管D2，由此升压电流ILB开始增大，并且开始将能量累积到升压电感器Lboost中。

在切换电路M1的导通期间保持图2中的上述模式1的操作。

此外，在切换电路M1关断的时间点T1，图2中的模式1转换到图3中的模式2。图3中的模式2在切换电路M1保持关断状态的过程中结束在消耗完泄漏电流的时间点T2。

图3中的模式2表示从模式1转换到模式3的临时状态。在模式2中，累积在由布线形成的泄漏电感器(未示出)中的能量被传输至与切换电路M1并联连接的电容器Cos，由此施加到电容器Cos的电压具有峰值。

在模式2中，二极管D1和二极管Dvf2改变成正向偏置状态而被导通，并且升压电感器Lboost的升压电流ILB开始经过等效串联连接的电容器Cvf1、Cvf2流动。

图3中的模式2在二极管D2改变成反向偏置状态时T2结束，然后，图3中的模式2的状态转换到图4中的模式3的状态。

在模式3中，切换电路M1保持关断状态，并且执行回扫操作。通过回扫操作，存储在回扫变压器10的初级侧Lm中的能量传输至次级侧。

另外，在模式3中，累积在升压电感器Lboost中的能量被传输至包括于填谷电路中并且等效串联连接的一对电容器Cvf1、Cvf2，并且升压电感器Lboost的升压电流ILB减小。

即，在填谷电路中，通过改变成正向偏置状态的二极管Dvf2的导通，一对电容器Cvf1、Cvf2保持等效串联连接的状态，由此可形成累积在升压电感器Lboost中的能量传输至一对电容器Cvf1、Cvf2所经过的路径。

等效串联连接的电容器Cvf1、Cvf2的总和电压用作反向偏置电压。反向偏置电压需要具有比输入源的峰值电压高的值。

因此，高电压的反向偏置电压可用作对电容器元件的应力，但是在根据本发明的实施方式中，反向偏置电压通过串联连接的两个电容器Cvf1、Cvf2形成，因此可以分散电压应力。

因此，在根据本发明的实施方式中，可使用具有低击穿电压的市售电容器获得能够涵盖电压范围为400V或400V以上的反向偏置电压的效果，并且使得使用高反向偏置电压的电路配置变得可能。

另外，在根据本发明的实施方式中，可容易地保持通过升压电感器Lboost的升压电流I_LB进行的DCM操作。

图4中的上述模式3可保持至升压电感器Lboost的升压电流I_LB到达零电平的时间点T3。

在模式3之后，在切换电路M1保持关断的状态下，开始图5中的模式4。在图5中的模式4中，升压电流I_LB减小，并且切换电路M1和所有二极管D1、D2、Dcf1、Dcf2、Dcf3、D_OS处于关断状态。

另外，回扫变压器10的初级侧Lm的电流继续减小，并且模式4在感应到回扫变压器10的次级侧并流经二极管Do的电流IDo到达零电平的时间点T4结束。

在图5中的模式4之后，在切换电路M1保持关断的状态下，紧接着进行图6中的模式5，图6中的模式5是保持到切换电路M1被导通之前的时间点T5的闲置周期。

在如上所述的根据本发明的实施方式中，通过反复地进行切换电路M1的切换操作(即，导通状态和关断状态)，能够反复地进行图2和图4中的状态并驱动低功率应用，诸如构成为负载的室内用LED灯。

另外，在根据本发明的实施方式中，通过采用填谷电路来驱动LED灯，能够减小纹波分量并稳定链电压，并且通过采用DCM-DCM能够简单地实现用于驱动LED灯的电路。

另外，在根据本发明的实施方式中，能够配置包括升压功率因数校正变换器和回扫变换器的二级结构的电源电路，并且上述电源电路能够驱动低功率应用，诸如LED灯。

另外，在根据本发明的实施方式中，可使用具有大电感的升压电感器，并且可将反向电压的应力分散到串联连接的电容器，因此能够应用高反向电压。

<电压传输函数>

根据本发明的上述的实施方式可分成两个部分，并且可独立地计算这两个部分的增益传输函数。

当切换电路M1处于关断状态时，累积在升压电感器Lboost中的能量被传输至串联连接的电容器Cvf1、Cvf2。此时，如图4所示，电容器Cvf1、Cvf2被用作升压功率因数校正变换器的输出电容器。升压功率因数校正变换器的输出电压为Vcvf1的两倍。负载由作为LED灯的电阻器Ro表示。

通过电流IDA的波形，电荷平衡方程式(Charge Balance Equation)可表示为<方程式1>。

方程式1

\frac{1}{2} (D_{2} T_{s}) I_{LB, peak} = I_{Cvf 1, avg} T_{s}

此处，D2和Ts的乘积表示二极管DA导通的时间(此处，DA为电路图中由D1标记的二极管)，即，升压电感器的电流从最大值减小至0所需的时间，I_LB,peak(I_LB,峰值)表示升压电感器的最大电流值，I_Cvf1, _avg(I_Cvf1,平均)表示流经构成填谷电路的电容器的电流的平均值，T_s表示一个周期的切换时间。

电容器Cvf1的平均电流可由电阻Ro来表示，并且为存储电容器电压Vcvf1的两倍。

当PFC(功率因数校正：Power Factor Correction)步骤通过升压电感器Lboost的伏秒平衡(Voltage second Balance)以DCM状态操作时，存储电容器电压Vcvf1与输入电压VIN的比率可由<方程式2>表示。

方程式2

M_{1} = \frac{V_{Cvf 1}}{V_{IN}} = \frac{1}{4} + \frac{1}{4} \sqrt{1 + \frac{{2 D}_{1}^{2} R_{e}}{L_{B} f_{sw}}}

此处，M₁表示整个电路中升压变换器端的电压增益，V_cvf1表示存储电容器电压，V_IN表示输入电压，D₁表示切换器被导通的占空比，R_e表示升压变换器中输出电阻器的有效电阻值，L_B表示升压电感器的电感，f_sw表示切换频率。

如图2所示，在切换电路M1导通期间，电容器彼此并联连接。累积在电容器Cvf1、Cvf2中的能量被传输至回扫变压器10。上述操作与DCM状态下的回扫变换器的操作相同。如上所述，增益传输函数可由<方程式3>表示。

方程式3

M_{2} = \frac{V_{o}}{V_{Cvf 1}} = D_{1} \sqrt{\frac{R_{o}}{{2 L}_{m} f_{sw}}}

此处，M₂表示回扫变换器的电压增益，V_o表示输出电压，V_cvf1表示存储电容器电压，D₁表示切换器被导通的占空比，L_m表示变压器的磁化(Magnetizing)电感，f_sw表示切换频率。

在<方程式3>中，电阻器Ro表示回扫变换器和负载。通过采用无损耗电阻器的概念(Loss Free Resistor Concept)，表示电阻器的方程式可由<方程式4>表示。

方程式4

R_{e} = R_{o} {(\frac{2}{M_{2}})}^{2} = \frac{{8 L}_{m} f_{sw}}{D_{1}^{2}}

此处，R_e表示升压变换器的输出中输出电阻器R_O的有效电阻。

因此，PFC步骤中的增益传输函数可重写为<方程式5>。

方程式5

M_{1} = \frac{V_{cvf 1}}{VIN} + \frac{1}{4} + \frac{1}{4} \sqrt{1 + \frac{{1 + 16 L}_{m}}{L_{B}}}

此处，L_B表示的升压电感器的电感。

通过<方程式3>和<方程式5>，根据本发明的实施方式的电源电路的增益传输函数可表示为如下。

方程式6

M = \frac{V_{o}}{VIN} = \frac{D_{1}}{4} (1 + \frac{\sqrt{1 + {16 L}_{M}}}{L_{B}}) \sqrt{\frac{R_{o}}{{2 L}_{m} f_{s}}}

此处，f_s表示切换频率。

<方程式6>表示根据本发明的实施方式的电源电路的一个切换周期的总增益传输函数。

<设计考虑事项>

为了设计根据本发明的实施方式的电源电路，首先确定填谷电路的电容器Cvf1、Cvf2的电压应力。填谷电路的电容器Cvf1、Cvf2的最大电压与切换电路M1的电压应力相关联。在确定了切换电路M1的额定电压之后，可确定填谷电路的电容器Cvf1、Cvf2的最大电压。填谷电路的电容器Cvf1、Cvf2的最大电压为确定升压电感器Lboost的操作的重要参数。在与升压电感器Lboost相关的伏秒平衡中，用于保持升压电感器Lboost的电流I_LB的DCM操作的状态可由<方程式7>表示。

方程式7

D 1 < 1 - \frac{V_{IN}}{V_{cvf 1} + V_{cvf 2}}

为了获得升压功率因数校正变换器的独特PFC成果，需要升压电感器电流I_LB保持DCM操作。对于保持DCM操作的最坏情况在于，电压Vcvf1和Vcvf2因最低的电平状态而具有低输入电压。在上述状态下，填谷电路的电容器的电压可被认为是最大值的约1/3。然而，在如图5所示的最坏的情况下无法知晓输入电压VIN。如上所述，需要新的设计点来代替最坏的情况。在T_DP点处，输入电压VIN具有最大值并且Vcvf1处于平均状态。基于上述假设，Vcvf1的电压纹波小到可忽略不计。如上所述，将最大输入电压用作用于计算<方程式7>的输入电压VIN。可根据上述结果来确定。

回扫变压器10的电感可通过<方程式8>计算。<方程式8>可通过图4中的状态的电荷平衡方程式获得。

方程式8

LM = \frac{D_{1}^{2} {V_{cvf 1}}^{2} R_{o}}{{2 V}_{o}^{2} f_{sw}}

回扫变压器10的匝数比可通过<方程式9>计算。使用<方程式9>来确定用于保持升压电流的DCM操作的最小匝数比。在DCM操作中，电流纹波本来就很大。因此，如果可能，优选使用小的匝数比。如果匝数比大，那么输出电容器的RMS电流增大，并由此应增大输出电容器的尺寸。

方程式9

n > \frac{D_{1} V_{cf 1}}{({1 - D}_{1}) V_{o}} .

在<方程式5>中，可确定升压电感器Lboost的电感。为了计算，输入电压为RMS值。上述方程式可重写为<方程式10>。

方程式10

LM = \frac{V_{IN}}{V_{cvf 1}} (\frac{V_{IN}}{V_{cvf 1} - 0.5 V_{IN}})

填谷电路的电容器的电容可通过如下方式确定。

电容器Cvf1、Cvf2被用作升压功率因数校正变换器的输出电容器和回扫变换器的输入电容器。峰值电流可通过选择参数值来计算。填谷电路的电容器的电容可通过<方程式11>来确定。假设电容器Cvf1、Cvf2具有相同的电容。

方程式11

C_{vf 1} = \frac{1}{2} \frac{L_{B} {I_{LB, peak}}^{2}}{{ΔV}_{cvf 1}^{2}}

填谷电路的电容器的电容大到足以衰减低频电压纹波。输出电容器Co的电容可通过电荷平衡方程式来确定。

方程式12

C_{o} = \frac{I_{o}}{f_{sw} {ΔV}_{o}}

根据上述过程，可设计用于根据本发明的实施方式的电源电路的关键部件的值。

图9示出了用于根据本发明的实施方式的电源电路的整个设计流程。

<试验结果>

为了确认根据本发明的拓扑结构的有效性，采用Po＝6W和Vo＝24V的室内LED灯应用的样机，并且根据本发明的实施方式以DCM-DCM状态操作。输入电流也具有断续电流形态。

对于高功率因素，电流形态需要是平滑的。因此，使用LC输入滤波器。

图10和图11示出了在85Vrms和265Vrms的AC输入中的满负荷(Full-load)状态下测量到的V_AC和I_AC的波形。两个波形具有相同的相位，并且I_AC被调整为正弦波。在85Vrms和265Vrms的交流输入中，测量到的PF为0.951和0.969。在一般的输入电压范围内，可使用由根据本发明的实施方式配置的电源电路获得超过0.9的PF。

图12示出了265Vrms的输入电压中的Vlink波形。通过开关M1的操作，将Vlink改变为Vcvf1两倍的值。因此，能够增大占空比。由于泄漏电感器带来的电压尖峰，VDs的峰值为607V，并且平坦区域(Flat Region)保持590V或590V以下。因此，额定电压为650V的切换器可被采用为具有10的余量。

图13和图14示出了升压电感器以及变压器的初级侧电流在85Vrms和265Vrms中的实验结果。通过波形可确认两个电流在以DCM状态工作。图中示出了输出电压和电流的波形。在低线和高线中，电流纹波发生在56mA(22.4)和27mA(10.8)。通常，在单级结构的电源电路中发生的电流纹波为50以上。根据该结果，可确认根据本发明的实施方式能够减小电流纹波而无需单独的附加控制元件。

因此，在根据本发明的实施方式中，通过应用填谷电路，能够增大占空比并且能够获得低的120Hz输出纹波电流。此外，还减小了线路闪烁。

Claims

1.一种用于驱动LED灯的电源电路，包括：

整流电路，输出整流电压；

升压电感器，输出与所述整流电压相对应的升压电流；

回扫变压器，从次级侧输出与初级侧的输入电流相对应的输出电流；

切换电路，根据脉冲型信号进行切换以控制所述回扫变压器的所述初级侧的所述输入电流的流动；

填谷电路，当升压切换电路形成用于增大所述升压电流的路径时通过累积在所述填谷电路中的能量向所述回扫变压器的所述初级侧提供所述输入电流，以及当升压切换电路形成用于将所述能量累积在所述填谷电路中的路径时使用所述升压电流将所述能量累积在所述填谷电路中；以及

升压切换电路，包括与所述升压电感器连接的第一二极管和第二二极管，并且对应于所述切换电路的导通而给所述升压电感器提供经由所述第二二极管的用于增大所述升压电流的路径，以及对应于所述切换电路的关断而提供经由所述第一二极管、所述填谷电路的第一电容器和所述填谷电路的第二电容器的用于将所述能量累积在所述填谷电路中的路径，

其中，当所述填谷电路将所述能量累积得比所述整流电压的峰值电压高时，所述第一二极管被关断。

2.根据权利要求1所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，所述整流电路和所述升压电感器以用于第一功率因数校正的第一断续导通模式操作，所述填谷电路以用于对施加到所述回扫变压器的初级侧的输入电压进行第二功率因数校正的第二断续导通模式操作。

3.根据权利要求1所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，所述填谷电路提供用于所述升压电感器的输出电容器，并且提供用于所述回扫变压器的输入电容器。

4.根据权利要求1所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，所述填谷电路包括形成链电压的所述第一电容器和所述第二电容器，并且根据由所述升压切换电路形成的路径，所述第一电容器和所述第二电容器等效并联连接以向所述回扫变压器的初级侧提供所述输入电流，或者等效串联连接以使用所述升压电感器的升压电流累积所述能量。

5.根据权利要求4所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，所述填谷电路当所述升压切换电路形成用于增大所述升压电流的所述路径时提供等效并联连接的所述第一电容器和所述第二电容器，并且当所述升压切换电路形成用于累积所述能量的路径时提供等效串联连接的所述第一电容器和所述第二电容器。

6.根据权利要求1所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，所述填谷电路包括：

平行地设置的所述第一电容器和所述第二电容器；

第三二极管，以正向方向从所述第二电容器连接至所述第一电容器；

第四二极管，以正向方向从所述第一电容器连接至所述回扫变压器的所述初级侧；以及

第五二极管，以正向方向从接地端连接至所述第二电容器。

7.根据权利要求6所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，当所述第三二极管关断时，所述第一电容器与所述第二电容器等效并联连接；当所述第三二极管导通时，所述第一电容器与所述第二电容器通过所述第三二极管等效串联连接；以及所述第三二极管的导通和关断是根据由所述升压切换电路形成的路径来执行的。

8.根据权利要求1所述的用于驱动LED灯的电源电路，其中，

所述第二二极管对应于所述切换电路的导通提供用于增大所述升压电感器与所述切换电路之间的所述升压电流的路径；以及

所述第一二极管对应于所述切换电路的关断提供用于使用所述升压电感器的所述升压电流将所述能量累积在所述填谷电路中的路径。

9.一种电源电路，包括：

升压功率因数校正变换器，以第一断续导通模式对整流电压执行第一功率因数校正并且包括提供用于形成链电压的升压电流的升压电感器；以及

回扫直流-直流变换器，以第二断续导通模式对通过所述升压电流形成的所述链电压执行第二功率因数校正，

其中，所述回扫直流-直流变换器包括：

回扫变压器，感应初级侧的输入电流并且从次级侧输出输出电流；

填谷电路，当升压切换电路形成用于增大所述升压电感器的所述升压电流的路径时通过累积在所述填谷电路中的能量向所述回扫变压器提供所述输入电流，以及当升压切换电路形成用于将所述能量累积在所述填谷电路中的路径时使用所述升压电流将所述能量累积在所述填谷电路中；以及

10.根据权利要求9所述的电源电路，其中，所述填谷电路提供用于所述升压电流的输出电容器，并且提供用于所述回扫变压器的输入电容器。

11.根据权利要求9所述的电源电路，其中，所述填谷电路包括形成链电压的所述第一电容器和所述第二电容器，并且根据由所述升压切换电路形成的路径，所述第一电容器和所述第二电容器等效并联连接以向所述回扫变压器的初级侧提供所述输入电流，或者等效串联连接以使用所述升压电流累积所述能量。

12.根据权利要求11所述的电源电路，其中，所述填谷电路当所述升压切换电路形成用于增大所述升压电流的所述路径时提供等效并联连接的所述第一电容器和所述第二电容器，并且当所述升压切换电路形成用于累积所述能量的路径时提供等效串联连接的所述第一电容器和所述第二电容器。

13.根据权利要求9所述的电源电路，其中，所述填谷电路包括：

平行地设置的所述第一电容器和所述第二电容器；

第五二极管，以正向方向从接地端连接至所述第二电容器。

14.根据权利要求13所述的电源电路，其中，当所述第三二极管关断时，所述第一电容器与所述第二电容器等效并联连接；当所述第三二极管导通时，所述第一电容器与所述第二电容器通过所述第三二极管等效串联连接；以及所述第三二极管的导通和关断是根据由所述升压切换电路形成的路径来执行的。

15.根据权利要求9所述的电源电路，其中，

所述第二二极管对应于所述切换电路的导通提供用于增大所述升压功率因数校正变换器与所述切换电路之间的所述升压电流的路径；以及

所述第一二极管对应于所述切换电路的关断提供用于使用所述升压电流将所述能量累积在所述填谷电路中的路径。

16.一种回扫变压器的初级侧控制电路，所述回扫变压器的所述初级侧控制电路向执行直流-直流变换的所述回扫变压器的初级侧提供输入电流，所述初级侧控制电路包括：

升压功率因数校正变换器，包括提供对应于整流电压的升压电流的升压电感器；

17.根据权利要求16所述的回扫变压器的初级侧控制电路，其中，根据由所述升压切换电路形成的路径，所述第一电容器和所述第二电容器等效并联连接以向所述回扫变压器的初级侧提供所述输入电流，或者等效串联连接以使用所述升压电流累积所述能量。

18.根据权利要求16所述的回扫变压器的初级侧控制电路，其中，所述填谷电路包括：

平行地设置的所述第一电容器和所述第二电容器；

第五二极管，以正向方向从接地端连接至所述第二电容器。

19.根据权利要求16所述的回扫变压器的初级侧控制电路，其中，所述升压切换电路包括：

20.一种用于驱动LED灯的供电方法，包括以下步骤：

包括升压电感器的升压功率因数校正变换器提供升压电流，其中所述升压电流是通过所述升压功率因数校正变换器以第一断续导通模式对整流电压执行第一功率因数校正而获得的；

导通连接至回扫变压器的初级侧的切换电路；

对应于所述切换电路的导通，使包括与所述升压电感器连接的第一二极管和第二二极管的升压切换电路形成经由所述第二二极管的用于增大所述升压电流的路径；

当所述升压切换电路形成经由所述第二二极管的用于增大所述升压电流的所述路径时，使填谷电路中的第一电容器和第二电容器等效并联连接，并且通过使用累积在所述第一电容器和所述第二电容器中的能量向所述回扫变压器的初级侧提供输入电流；

关断所述切换电路；

对应于所述切换电路的关断，使所述升压切换电路形成经由所述第一二极管、所述第一电容器和所述第二电容器的用于将所述能量累积在所述填谷电路中的路径；以及

当经由所述第一二极管形成累积能量的所述路径时，使所述填谷电路中的所述第一电容器和所述第二电容器等效串联连接，并且通过所述升压电流将所述能量累积在所述第一电容器和所述第二电容器中；

当所述填谷电路将所述能量累积得比所述整流电压的峰值电压高时，关断所述升压切换电路的所述第一二极管。