CN104365004B - 用于可调光固态照明设备的驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种用于生成高电压电源电路中的管理电压的电压调节器，包括耦合到高电压节点和在输出节点处的存储器件的充电开关、以及耦合到所述充电开关的控制电压调节电路，所述控制电压调节电路被配置用于使得所述充电开关生成用于对所述存储器件进行充电的电流脉冲。

Description

用于可调光固态照明设备的驱动电路

技术领域

本发明的主题涉及用于固态照明设备的驱动电路。

背景技术

固态照明阵列被用于许多照明应用。例如，包括固态发光装置阵列的固态照明面板已经在例如建筑照明和/或重点照明中用作直接照明源。固态发光装置可以包括例如包括一个或更多个发光二极管(LED)的封装的发光装置，所述封装的发光装置可以包括可包括形成pn结的半导体层的无机发光二极管和/或可包括有机发光层的有机发光二极管(OLED)。典型地，固态发光装置通过发光层或发光区域中的电载流子(即，电子和空穴)的重新组合来生成光。固态发光装置可以包括例如包括一个或更多个发光二极管(LED)的封装的发光装置。

Cree公司生产使用发光二极管来照明的各种嵌入式筒灯(recessed downlight)，例如LR-6和CR-6。固态照明面板也通常被用作用于小型液晶显示器(LCD)屏幕和较大的显示器的背光，所述小型液晶显示器屏幕例如在便携式电子装置中使用的LCD显示器屏幕，所述较大的显示器例如LCD电视显示器。

典型地用直流信号对固态照明装置进行供电。但是，按照惯例是以交流形式传输功率的。因此，一般期望固态灯具包括交流/直流转换器，以将交流线电压转换成直流电压。

升压转换器可以用于从交流线电压生成直流电压，并具有高的功率因数和低的总谐波失真。基于LED的负载的电压可以高于输入(线)交流电压的峰值。在这种情况下，单级升压转换器可以用作实现高功率效率和低成本的驱动器。例如，将120V、60Hz的交流电转换成200-250V的直流输出的功率因数校正(power factor corrected，PFC)升压转换器可以用于以10-15W的功率水平来驱动高压(HV)LED阵列

对于一般的照明应用，期望固态照明设备能够兼容舍相调光信号(phase cutdimming signal)。舍相调光器通常用于降低输入功率以用于传统的白炽灯具，这导致了灯具变暗。舍相调光器在每个周期中仅使输入电压波形的一部分通过。因此，在舍相交流输入信号的该部分期间，不向灯具提供电压。

与舍相调光信号的兼容性也可用于基于升压转换器的LED驱动器。一种低成本的方法是使用开环控制，这意味着驱动器将不对由于舍相调光导致的LED电流减小进行响应，而是在调光器导通时间期间保持预设的输入电流。以这种方式，实现了“自然的”调光性能，并且由于调光器导通时间减少因而输入功率以及因此LED电流将减小。一种其它的方法是驱动器使用闭环控制。由于控制环路是完整和有效的，因此这些驱动器将尝试补偿由于调光器舍相导致的输入功率减小。在这些情况下为了对LED进行调光，应当使控制环路饱和，使得输入电流不能增大。例如可以通过对误差放大器的输出进行钳位来实现控制环路饱和。

由于舍相调光导致的另一挑战是升压转换器生成用于在深度调光期间对升压转换器的控制电路供电(所谓的“管理供电(housekeeping power)”)的偏置电压。传统的LED驱动电路从升压电路电感器的辅助绕组取得管理供电。在调光器关闭时段期间，取决于输入波形被调光器切去多少，控制电路可能失去供电。这可以导致整个驱动电路断开，整个驱动电路断开可以导致固态照明设备的可见闪烁或其他问题。

发明内容

根据一些实施例的电压调节器包括：充电开关，包括耦合到高电压节点的第一端子、第二端子以及控制端子；整流器，耦合到所述充电开关的所述第二端子；输出电容器，耦合到所述整流器；控制开关，耦合到所述第二端子；以及控制电压调节电路，耦合到所述充电开关的所述控制端子。所述控制开关和所述充电开关被配置用于使得当所述控制开关被关断时，所述控制开关上的电压的升高导致所述充电开关的控制端子上的电压的增大，所述增大足以使得充电电流流过所述整流器并流入所述输出电容器。所述控制电压调节电路被配置用于使所述控制开关上的增大的电压耗散，以使得所述充电电流仅在响应于所述控制开关被关断的有限的时间段之内流动。

所述控制电压调节电路可包括耦合到所述充电开关的所述控制端子的钳位二极管。

所述电压调节器还可包括电阻器，所述电阻器与所述钳位二极管相并联，并被配置用于使得被所述钳位二极管钳位后的电压耗散。所述电阻器的电阻被选择以提供所述充电电流的期望的脉冲宽度。

所述控制开关具有寄生电容，当所述控制开关被关断时所述寄生电容被充电，由此导致所述控制开关上的电压的升高。

在一些实施例中，所述控制电压调节电路可包括：齐纳二极管，耦合到电压节点；第一电阻器，耦合在所述电压节点与电压源之间；钳位二极管，耦合到所述充电开关的控制端子；第二电阻器，与所述钳位二极管相并联地耦合；第三电阻器，耦合在所述钳位二极管与所述电压节点之间；以及电容器，耦合到所述电压节点。所述第二电阻器和第三电阻器以及所述电容器可被配置用于使所述充电开关的控制端子上的增大的电压耗散。所述充电开关被配置用于响应于所述充电开关的控制端子上的增大的电压的耗散而关断。

在一些实施例中，所述的电压调节器还可包括：主电感器；过零检测(ZCD)电路，被配置用于响应于通过所述主电感器的电流下降到零而生成过零检测信号；以及控制电路，被配置用于响应于所述过零检测信号而选择性地启动所述控制开关。所述过零检测信号被配置用于生成具有电压摆动的所述过零检测信号，所述电压摆动足够用于触发所述控制电路的过零检测。

在一些实施例中，所述过零检测电路可包括：电容器，耦合到所述高电压节点和第一节点；第一电阻器，耦合到所述电容器和过零检测输出节点；第二电阻器，耦合到所述过零检测输出节点；第一二极管，包括耦合到所述第一节点的阳极，并包括阴极；第二电阻器，耦合到所述二极管的所述阴极；以及第二二极管，包括耦合到所述第二电阻器的阴极。

在其它实施例中，其中所述过零检测电路可包括：第一电阻器，耦合到所述高电压节点；第一齐纳二极管，具有耦合到所述第一电阻器的阴极，并具有耦合到过零检测输出节点的阳极；第二齐纳二极管，具有耦合到所述过零检测输出节点的阴极；第二电阻器，耦合到所述过零检测输出节点；以及电容器，耦合到所述过零检测输出节点。

一些实施例提供了一种用于生成电源电路中的管理电压的电压调节器。所述电压调节器包括：充电开关，耦合到高电压节点和输出电容器；以及控制电压调节电路，耦合到所述充电开关的控制端子。所述控制开关和所述充电开关被配置用于使得当所述控制开关被关断时，所述控制开关上的电压的升高导致所述充电开关的控制端子上的电压的增大，所述增大足以使得充电电流流入所述输出电容器。所述控制电压调节电路被配置用于使得所述控制开关上的增大的电压耗散，以使得所述充电电流仅在响应于所述控制开关的状态变换的有限的时间段内流动。

根据另外的实施例的一种用于生成电源电路中的管理电压的电压调节器包括：充电开关，耦合到高电压节点和输出电容器；以及控制电压调节电路，耦合到所述充电开关，并被配置用于使得所述充电开关响应于控制信号而生成用于对所述输出电容器进行充电的电流脉冲。

根据本发明的另外的实施例，一种生成高电压电源中的低电压的方法包括：生成在电压节点处的高电压；以及响应于所述电压节点处的电压电平的变化，生成用于将输出电容器充电到低于所述高电压的电平的电流的脉冲。

附图说明

被包括用于提供对本发明主题的进一步理解且被合并而构成本申请的一部分的附图示出了本发明主题的某些实施例(一个或多个)。在附图中：

图1是可用于生成控制电路电压的线性电压调节器的电路图。

图2是根据本发明原理的实施例的可用于生成控制电路电压的电压调节器电路的电路图。

图3是与图2所示的电压调节器电路相关联的波形的图示。

图4是过零检测电路的框图。

图5-7是根据本发明原理的过零检测电路的电路图。

具体实施方式

现在将在下文中参考其中示出了本发明主题的实施例的附图来更充分地描述本发明主题的实施例。然而，本发明主题可以以许多不同的形式来实施，而不应被解释为限定于在此提出的实施例。更确切地，提供这些实施例以使得本公开是彻底的和完整的且充分地向本领域的技术人员传达本发明主题的范围。相似的附图标记始终表示相似的元件。

应当理解，尽管在此可以使用词语第一、第二等来描述各种元件，但是这些元件不应受这些词语的限定。这些词语仅用于使元件相互区分。例如，第一元件可以被称为第二元件，类似地，第二元件可以被称为第一元件，而不偏离本发明主题的范围。在此使用的词语“和/或”包括相关的列出的项中的一个或更多个的任意的和所有的组合。

应当理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，该元件可以直接地连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反地，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。

应当理解，当元件或层被称为在另一元件或层“之上”时，该元件或层可以直接在另一元件或层之上，或者也可以存在中间元件或中间层。相反地，当元件被称为是“直接在”另一元件或层“之上”时，不存在中间元件或层。附图中的相似的附图标记在说明书中始终表示相似的元件。

在此使用的术语是仅用于描述特定实施例的目的，而并不旨在限定本发明主题。在此使用的单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文清楚地表示另外的情况。还应当理解，词语“包括”、“包括…的”、“包含”和/或“包含…的”当在此使用时指定所述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其组的存在或添加。

除非另外定义，否则在此使用的所有词语(包括技术和科学词语)具有与本发明主题所属的领域的普通技术人员通常理解的意思相同的意思。还应当理解，在此使用的词语应被解释为与其在本说明书的上下文以及相关领域中的意思相一致的意思，而不应被解释为理想的或过度的形式意义，除非在此被清楚地定义。词语“多个”在此用于表示所引用的项的两个或更多个。

在此使用的表述“照明设备”除了表示该装置能发光之外并不限定于此。也就是说，照明设备可以是：照亮诸如结构、游泳池或游泳温泉、房间、仓库、指示器、道路、停车场、车辆、诸如道路标志之类的标志、广告牌、船、玩具、镜子、容器、电子装置、艇、航行器、体育场、计算机、远程音频装置、远程视频装置、电话、树、窗口、LCD显示器、洞穴、隧道、院子、路灯柱之类的区域或容积的装置；或对外壳进行照明的装置或装置阵列；或用于边缘照明或背光(例如背光广告、标志、LCD显示器)、灯泡替换(例如用于替换交流白炽灯、低压灯、荧光灯等)、用于室外照明的灯、用于安全照明的灯、用于住宅外部照明(墙式安装、柱/支柱式安装)的灯、天花板灯具/壁灯台、柜下照明、(地板和/或桌和/或椅)灯、风景照明、轨道照明、任务照明、专业照明、吊扇照明、档案/艺术显示照明、高振动/冲击照明、工作灯等、镜子/梳妆台照明的装置；或任何其它发光装置。

本发明的一些实施例提供了利用低成本的部件解决可调光LED驱动电路中的各种需求和/或实现宽范围的调光(例如低至1％)的电子电路。在此结合升压(逐步升高)转换器来描述本发明的实施例。然而，本发明不限于升压转换器，而是可以结合诸如降压(buck)(逐步降低)、降压-升压、SEPIC和/或其它开关模式电源拓扑和/或其它电压转换器拓扑之类的其它类型的电路来使用。

作为对从升压转换器电感器的辅助绕组取得控制电路电压的取代，一些实施例从升压转换器中发现的诸如整流线路电压之类的高电压电平生成直流管理电压。然而，该整流线路电压可能实质上高于对驱动电路供电所需要的电压电平(例如150V相对于15V)。这种电压差可能导致控制电压生成电路中的不期望的损耗。

例如，图1示出了具有可用于生成相对低的控制电路电压的共源共栅开关拓扑(cascoded switch topology)的线性电压调节器。该电路的功能是用于从高电压源VD(例如150V)生成相对低的偏置“管理”电压VDD(典型地约为15V)，如上文所述，所述高电压源VD可以是整流线路电压。

图1所示的线性电压调节器电路包括齐纳二极管ZD1、电阻器R1、充电开关Q1、二极管D1和输出电容器C1。齐纳二极管ZD1和电阻器R1形成了栅极电压调节电路，其向充电开关Q1的栅极供应与齐纳二极管的齐纳电压相等的栅极电压。充电开关Q1在图1中被示出为MOSFET晶体管。然而，应当认识到，作为替代，可以使用其它类型的晶体管开关，例如双极结晶体管。

在加电之后，通过电阻器R1和齐纳二极管ZD1生成直流电压VG(例如18V)。当充电开关Q1的栅极对源极的电压(VG-VS)大于阈值Vth(例如2V)时，充电开关Q1导通。只要VS-VDD大于二极管D1的正向电压Vd(例如1V)，二极管D1就导通。随后，只要VG-VDD大于Vth+Vd，输出电容器C1就通过充电开关Q1和二极管D1进行充电，并且VDD的最终值等于VG-Vth-Vd。如果VDD上升到大于VG-Vth-Vd的电平，则充电开关Q1停止导通，并且不再用电压VD对电容器进行充电。然后电容器可以提供偏置电压VDD，直到电容器上的电荷下降到VDD小于VG-Vth-Vd的点，在该点处电压VD再次开始对输出电容器C1进行充电。

该线性调节结构能够提供非常快的启动和恒定的直流偏置电压VDD。然而，其可能遭受大功率损耗的缺点，特别是在VD远高于VDD时。大功率损耗是由于MOSFET充电开关Q1在饱和模式(或者如果充电开关Q1是双极晶体管则为线性工作模式)下的工作以及充电开关Q1两端的大的电压降VD-VDD。例如，如果VD是VDD的十倍，则Q1上的功率损耗是传输到输出电容器C1的功率的九倍。

为了提供具有降低的功率损耗的线性调节结构，本发明原理的实施例实现了在每个开关时段在有限的时间间隔内对输出电容器的充电。该方法可以通过操纵充电开关的栅极电压来实现。例如，参考图2，基于升压转换器100示出了示例。升压转换器100被配置用于供应两个不同的直流输出电压以用于例如对控制电路20供电，所述两个不同的直流输出电压即为可用于驱动诸如固态照明设备之类的负载的高电压Vout和可用作“管理供电”的低电压VDD。

升压转换器100的基本结构包括主电感器L1、包括充电开关Q2和控制开关Q3的开关结构、向负载26提供输出电压的初级整流二极管D3和初级输出电容器C4，其中负载26例如可以是包括多个发光二极管的固态照明装置。在具体实施例中，负载26可以包括高电压LED，包括具有超过4伏特的正向电压的LED。例如，在作者为lbbetson等人的标题为“HighVoltage Low Current Surface Emitting LED”的美国专利申请第12/814,241号中公开了高电压LED，该美国专利申请的公开内容通过引用全部合并于此。可以在负载中使用其它的高电压LED，例如本发明的受让人所制造的XB-D LED。负载的发光二极管中的至少一些可以串联连接，使得驱动发光二极管所需要的正向电压可以是相对高的，例如大于100V。

在一些实施例中，相应地利用升压，提供给负载26的直流输出电压可以介于约180V和约500V的加/减10％之间。在具有降压-升压转换器的情况下，输出电压可以介于约50V和约250V之间。转换器的功率水平可以显著地从2W变化到200W。典型的线(交流)电压的范围是以频率50/60Hz的具有加/减10％的变化的交流100V、交流120V、交流230V、交流270V。

充电开关Q2可以是额定用于高电压(例如250V或更多)，而控制开关Q3是低电压开关(例如低于20V)并可以在控制器(例如德州仪器(Texas Instrument)公司制造的TPS92210型号的功率因数校正LED照明驱动器控制器)内部。

仍参考图2，控制电压调节电路25被设置用于调节充电开关Q2上的栅极电压。控制电压调节电路25包括电阻器R2、R3、R4、齐纳二极管ZD2、ZD3和电容器C3。电阻器R3和R4和齐纳二极管ZD3连接在齐纳二极管ZD2的阴极和充电开关Q2的栅极之间。齐纳二极管ZD3可以具有例如4.7V的齐纳电压。充电电路27由充电开关Q2、次级整流二极管D2和次级输出电容器C2形成。

在图2的升压转换器中，充电开关Q2和控制开关Q3是MOSFET晶体管器件，然而，可以使用其它类型的晶体管器件来实现所述开关。充电晶体管Q2的漏极在节点VD处耦合到主电感器L1和初级整流二极管D3的阳极。充电晶体管Q2的栅极在节点VG处耦合到控制电压调节电路25，并且充电晶体管的源极在节点VS处耦合到次级整流二极管D2的阳极。许多寄生电容与充电开关Q2相关联，包括栅极对漏极的电容Cgd、漏极对源极的电容Cds、以及栅极对源极的电容Cgs。

控制开关Q3耦合到节点VS，并具有关联的寄生电容Cd3。

初级输出电容器C4在节点Vout处耦合到初级整流二极管D3的阴极，并且次级输出电容器C2在节点VDD处耦合到次级整流二极管D2的阴极。

控制电路20在节点VDD处接收来自次级输出电容器C2的功率。控制电路20具有耦合到控制开关Q3的栅极的输出，并响应于定时基准电路29提供的定时信号而控制控制开关Q3的工作。如下文更详细地讨论的，定时基准电路29可以包括检测通过主电感器L1的电流何时下降到零的过零检测(ZCD)电路。

图3是示出了图2的电路的工作的波形图。在图3中，曲线42表示在充电开关Q2的漏极处的电压VD，曲线44表示在充电开关Q2的栅极处的电压VG，并且曲线46表示通过次级整流二极管D2的电流I_D2。

再次参考图2，如下文所讨论的，在开关Q3-Q2的通断变换之后，仅在短暂的时段内对次级输出电容器C2进行充电。当控制和充电开关Q3和Q2接通时，主电感器L1被输入电压源充电，并达到一定的电流。在实施例中，在利用诸如STMicroelectronics公司制造的L6562A型号的驱动器控制器之类的控制器的变换模式控制的情况下，电感器电流以线性形式从零至峰值ipeak斜坡上升(ramp up)。当控制开关Q3断开时，通过主电感器L1的电感器电流(ipeak)对控制开关Q3的寄生电容Cd3进行充电，并使控制开关Q3的在节点VS处的漏极电压从零升高。在此变换期间，由于齐纳二极管D3、电阻器R3和充电开关Q2的寄生电容，充电开关Q2的栅极电压临时提高。通过齐纳二极管ZD3对该电压进行钳位。

参考图2和图3，在时间t0处，VD(曲线42)是高的。VG(曲线44)被钳位在约18V处。在时间t1处，控制电路20使晶体管Q3接通。在该点，电压VD下降到零，导致通过电感器L1的电流增大到峰值。在时间t2处，晶体管开关Q3被控制电路20关断。这导致在节点VS和VD处的电压随着寄生电容被电感器电流充电而升高。此外，当晶体管开关Q3被关断时，由于充电开关Q2的栅极-源极电容保持了电荷，因此在节点VG处的电压急剧增大。在节点VG处的电压被齐纳二极管ZD3钳位。由于对Q2的栅极-漏极电容进行充电直至节点VD处的电压稳定在初级输出电压处的电流，该电压保持短的时段(t2-t3)。在该时段期间，通过次级整流二极管D2的充电通道打开，导致了流入次级输出电容器C2的充电电流(曲线46)。由于在充电开关Q2的栅极处的寄生电容放电，在节点VG处的电压减小，这使得当充电开关Q1的栅极-源极电压低于阈值时，充电开关Q1关断，从而导致了流过次级整流二极管D2的充电电流在时间t3处下降到零。

电阻器R3具有被选择以使充电开关Q2的栅极-源极电容的放电变慢但同时限定了充电脉冲的宽度的电阻值。在此时间期间，如图3的波形中看到的(即，电压VG在时间t2处的上升)，充电开关Q2接通，并且电感器电流正在对次级输出电容器C2进行充电。由于充电开关Q2的栅极-源极电压延迟且充电开关Q2开始进入饱和，因此在节点VD处的电压升高，直至初级整流二极管D3导通并将节点VD处的电压钳位到Vout。只要在节点VD处的电压达到该输出电压，则对寄生电容的充电停止，并且在节点VG处的电压返回至通过齐纳二极管ZD2设定的电压。

利用适当的部件值，只有当控制晶体管Q3的通断变换期间节点VG处的电压提高时才发生对次级输出电容器C2的充电，这可以减少通常与当节点VD处的电压高时对次级输出电容器C2进行充电相关联的功率损耗。

(用于LED的)开关模式电源或驱动器中的一个主要的成本项是具有辅助绕组的主电感器。该辅助绕组需要生成约为12-15V的辅助电源或偏压电源(管理供电)以用于对控制电路供电。具有辅助绕组使得该电感器成为定制部件，其中必须管理电感器初级匝数相对于辅助匝数的比率且必须使用诸如具有线轴的环形磁芯或EE磁芯之类的电感器磁芯。这增加了电感器的成本。能够在不使用辅助绕组的情况下生成辅助电源可以允许使用较便宜的电感器。在环形磁芯或EE磁芯上的电感器可以比具有辅助绕组的电感器便宜10-30％。然而，本发明的实施例可以允许使用标准的现成的鼓式磁芯电感器，这可以比具有辅助绕组的定制电感器的成本的一半更少。

一旦主电感器L1中的能量完全被传送到输出端，则电感器电流下降到零，且初级整流二极管D3反相偏置。主电感器L1与节点VD处的电容之间的谐振驱动电压VD下降。需要检测到该电压以启动新的开关时段。当升压电路电感器上的辅助绕组被用于管理供电时，容易感测到该绕组上的电压并判定开始新的开关时段。在不具有辅助绕组的情况下，典型的方法是使用电阻电容(RC)耦合来将VD节点信号传送至控制器。在具有升压转换器和具有调光的情况下，存在对该“过零检测(ZCD)”方法的一些限定。如下文更详细地讨论的，本发明的实施例提供了用于确定何时开始新的开关时段的另外的电路。

对于以临界导通模式(CRM、边界模式或变换模式)工作的电压转换器，期望向控制电路20提供过零检测(ZCD)信号以触发新的接通时段。ZCD信号表示通过主电感器的电流已达到零，并且ZCD信号通常是利用主电感器L1的次级绕组生成的。如果次级绕组不可用，则也可以利用RC网络来生成ZCD信号。如图4所示，过零检测器30可以耦合在电压VD与接地之间，并且可以生成过零检测信号ZCD，当通过主电感器L1的电流已达到零时，该过零检测信号ZCD被提供给控制电路20。

在图5中示出了基于升压转换器拓扑的根据一些实施例的ZCD检测电路30A。

图5中的ZCD检测电路30A包括耦合在电感器L1的输出(即，电压VD的位置)与接地之间的电容器C5和电阻器R5、R6。在电阻器R5与电容器C5之间的节点处的电压被表示为VC。被控制电路20控制的晶体管开关Q4也连同关联的寄生电容Cp1一起耦合在VD与接地之间。

在开关Q4断开且二极管D3导通的时间期间，输出电压Vout约等于VD，并且通过电阻器R5和R6对ZCD检测电容器C5进行充电。当电感器电流iL1下降到零时，由于电感器L1与寄生电容Cp1之间的谐振，二极管D3关断且VD下降。由于电容器C5能够保持其电压，因此节点VC处的电压遵循节点VD处的电压的变化。通过选择R5与R6之间的适当的比率，ZCD信号可以被生成并被馈入控制电路20。

可以选择电容器C5上的电压电平以及达到该电平所需的速度，使得提供正确的ZCD信号，特别是当电路必须兼容舍相调光器时。典型的控制电路中用于ZCD信号的阈值电压通常为低电压(接近于零)。ZCD信号的高到低的变换触发新的接通时间间隔。

在升压转换器中，当峰值输入电压(例如180V)接近于输出电压(例如190V)时，电压VD的谐振摆动在峰值处可以是小的(例如20V-差值的两倍)。如果电容器C5上的直流电压低，则电压信号ZCD可能不能摆动得低到足以触发控制电路20的过零检测。为了更好地确保正确的ZCD触发，电容器C5上的电压可以是大到足以允许正确的ZCD触发、但低于输出电压Vout。此外，该大的值可以在一个开关时段内达到。

当开关Q4导通时，VD处的电压接近于零，并且通过R5、R6和Q4对电容器C5进行放电。类似地，电容器C5上的电压在由于调光导致的长的断开时段期间可以下降到零。然而，只要电压电平VD升高，则电容器C5应当尽快被充电至高电压。通过操纵电容器C5上的电压并以不同的速度对C5进行充电/放电，可以满足这些需求。图6示出了一个用于实现这些功能的电路。

参考图6，ZCD检测电路30B包括所示出的连接在电感器L1的输出与接地之间的电容器C5和C6、二极管D5、齐纳二极管ZD4和电阻器R5、R6和R7。

利用图6所示的电路，当VD高时，主要通过二极管D5、电阻器R7和齐纳二极管ZD4对电容器C5进行充电。R7的小的电阻导致了快速充电，而齐纳二极管ZD4限定了C5上的最大电压，该最大电压大致上是输出电压Vout减去ZD4的齐纳电压。齐纳二极管ZD4被设置成使得当VD高时ZCD处的电压能够比触发阈值更高。当VD低时，通过R5和R6对C5进行放电，同时R7支路被二极管D5阻断。因此，通过使用用于R5和R6的高电阻值，可以使放电变慢。使用电容器C6来向ZCD信号引入小的延迟。利用该配置，C5上的电压可以接近于但小于输出电压，因此可以生成正确的ZCD信号。

图7示出了可以生成适当的零电流检测信号的另一过零检测电路30C。ZCD电路30C包括电阻器R7和R8、齐纳二极管ZD5和ZD6以及电容器C7。

在电路30C中，齐纳二极管ZD5是高电压齐纳二极管(例如180V)。当VD下降到低于齐纳二极管ZD5的齐纳电压时，随着R7对电容器C7进行放电，在节点ZCD处的电压将下跌到零。这触发了过零检测阈值(例如0.7V)。当电压VD升高到高于齐纳二极管ZD5上的电压时，节点ZCD处的电压升高到高于复位控制电路所需要的另一阈值(例如1.4V)，这使控制电路准备好用于下个过零事件。如果必要的话，齐纳二极管ZD6对ZCD信号的电压电平进行钳位(例如在4.7V)。

在此已经结合上述的说明以及附图公开了许多不同的实施例。应当理解，字面上描述和示出这些实施例的每个组合和子组合将是过于冗余和令人困惑的。因此，可以以任意的方式和/或组合来组合所有实施例，并且本说明书包括附图应当被解释为构成在此描述的实施例的所有组合和子组合以及制造和使用这些组合和子组合的方式和过程的完整的书面公开，并且应当支持对任意的这种组合或子组合的权利要求。

在附图和说明书中，已经公开了本发明的典型的实施例，并且尽管使用了特定词语，但是这些特定词语仅仅是以一般描述性语句使用的，而并不用于限定，在下面的权利要求书中提出了本发明的范围。

Claims (15)

1.一种电压调节器，包括：

充电开关，包括耦合到高电压节点的第一端子、第二端子以及控制端子；

整流器，耦合到所述充电开关的所述第二端子；

输出电容器，耦合到所述整流器；

控制开关，耦合到所述第二端子；以及

控制电压调节电路，耦合到所述充电开关的所述控制端子；

其中所述控制开关和所述充电开关被配置用于使得当所述控制开关被关断时，所述控制开关上的电压的升高导致所述充电开关的控制端子上的电压的增大，所述增大足以使得充电电流流过所述整流器并流入所述输出电容器；以及

其中所述控制电压调节电路被配置用于使所述控制开关上的增大的电压耗散，以使得所述充电电流仅在响应于所述控制开关被关断的有限的时间段之内流动。

2.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制电压调节电路包括耦合到所述充电开关的所述控制端子的钳位二极管。

3.根据权利要求2所述的电压调节器，还包括：

电阻器，与所述钳位二极管相并联，并被配置用于使得被所述钳位二极管钳位的电压耗散。

4.根据权利要求3所述的电压调节器，其中所述电阻器的电阻被选择为提供所述充电电流的期望的脉冲宽度。

5.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制开关具有寄生电容，当所述控制开关被关断时所述寄生电容被充电，由此导致所述控制开关上的电压的升高。

6.根据权利要求5所述的电压调节器，其中所述控制电压调节电路包括：

齐纳二极管，耦合到电压节点；

第一电阻器，耦合在所述电压节点与电压源之间；

钳位二极管，耦合到所述充电开关的控制端子；

第二电阻器，与所述钳位二极管并联地耦合；

第三电阻器，耦合在所述钳位二极管与所述电压节点之间；以及

电容器，耦合到所述电压节点。

7.根据权利要求6所述的电压调节器，其中所述第二电阻器和第三电阻器以及所述电容器被配置用于使所述充电开关的控制端子上的增大的电压耗散。

8.根据权利要求7所述的电压调节器，其中所述充电开关被配置用于响应于所述充电开关的控制端子上的增大的电压的耗散而关断。

9.根据权利要求1所述的电压调节器，还包括：

主电感器；

过零检测ZCD电路，被配置用于响应于通过所述主电感器的电流下降到零而生成过零检测信号；以及

控制电路，被配置用于响应于所述过零检测信号而选择性地启动所述控制开关；

其中所述过零检测信号被配置用于生成所述过零检测信号以具有足够的电压摆动，所述电压摆动足够用于触发所述控制电路的过零检测。

10.根据权利要求9所述的电压调节器，其中所述过零检测电路包括：

电容器，耦合到所述高电压节点和第一节点；

第一电阻器，耦合到所述电容器和过零检测输出节点；

第二电阻器，耦合到所述过零检测输出节点；

第一二极管，包括耦合到所述第一节点的阳极，并包括阴极；

第三电阻器，耦合到所述第一二极管的所述阴极；以及

第二二极管，包括耦合到所述第三电阻器的阴极，其中所述第二二极管包括齐纳二极管。

11.根据权利要求9所述的电压调节器，其中所述过零检测电路包括：

第一电阻器，耦合到所述高电压节点；

第一齐纳二极管，具有耦合到所述第一电阻器的阴极，并具有耦合到过零检测输出节点的阳极；

第二齐纳二极管，具有耦合到所述过零检测输出节点的阴极；

第二电阻器，耦合到所述过零检测输出节点；以及

电容器，耦合到所述过零检测输出节点。

12.一种用于生成电源电路中的次级电压的电压调节器，所述电压调节器包括：

充电开关，耦合到高电压节点和输出电容器；以及

控制电压调节电路，耦合到所述充电开关的控制端子；

其中控制开关和所述充电开关被配置用于使得当所述控制开关被关断时，所述控制开关上的电压的升高导致所述充电开关的控制端子上的电压的增大，所述增大足以使得充电电流流入所述输出电容器；以及

其中所述控制电压调节电路被配置用于使得所述控制开关上的增大的电压耗散，以使得所述充电电流仅在响应于所述控制开关的状态变换的有限的时间段内流动。

13.一种用于生成电源电路中的次级电压的电压调节器，所述电压调节器包括：

充电电路，耦合到开关节点、高电压节点和次级电压输出节点；

存储元件，耦合到所述次级电压输出节点；以及

控制电压调节电路，耦合到所述充电电路，并被配置用于使得所述充电电路生成用于对所述存储元件进行充电的电流脉冲；

其中所述次级电压由所述存储元件提供；以及

其中所述控制电压调节电路进一步被配置为在生成所述电流脉冲之后使得所述充电电路将所述开关节点从所述高电压节点断开。

14.一种在高电压电源中生成低电压的方法，所述方法包括：

生成在与初级输出电容器耦合的电压节点处的高电压；以及

响应于所述电压节点处的电压电平的变化，生成用于将次级输出电容器充电到低于所述高电压的电平的电流脉冲；以及

在生成所述电流脉冲之后，将所述高电压输出到所述初级输出电容器。

15.一种固态照明装置，包括：

固态负载，包括多个固态发光器件；以及

电源电路，所述电源电路生成初级电压并将所述初级电压供应到所述固态负载；

其中所述电源电路包括生成低于所述初级电压的次级电压的电压调节器，所述电压调节器包括：

充电电路，耦合到开关节点、高电压节点和次级电压输出节点；

存储元件，耦合到所述次级电压输出节点；以及

控制电压调节电路，耦合到所述充电电路，并被配置用于使得所述充电电路生成用于对所述存储元件进行充电的电流脉冲；

其中所述次级电压由所述存储元件提供；以及

其中所述控制电压调节电路进一步被配置为在生成所述电流脉冲之后使得所述充电电路将所述开关节点从所述高电压节点断开。