CN104350663A - 用于执行功率转换的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种功率转换器，所述功率转换器适用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压，功率转换器(2)包括：输入信号转换电路(6)，其具有半桥式连接开关(SW1、SW2)，所述半桥式连接开关(SW1、SW2)在信号输入节点SIN处彼此连接，AC电压电源(3)将所述AC输入电压施加给所述信号输入节点SIN；输出信号转换电路(7)，其具有半桥式连接开关(SW3、SW4)，所述半桥式连接开关(SW3、SW4)在信号输出节点SON处彼此连接，来自所述信号输出节点SON的所述输出电压被供应到负载(9)；中间DC总线电路(8)，其通过总线将所述输入信号转换电路(6)与所述输出信号转换电路(9)连接起来；DC总线电路(8)，其具有电容器(C₁、C₂)，所述电容器(C₁、C₂)在中性节点NN处彼此连接；以及控制电路(11)，其适用于控制所述输入信号转换电路(6)和所述输出信号转换电路(7)的开关，从而使所述总线的所述总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于所述AC输入电压和/或所述AC输出电压的最大电压。

Description

用于执行功率转换的方法和设备

技术领域

本发明涉及用于执行功率转换的方法和设备，尤其涉及AC/DC/AC功率转换的执行，在AC/DC/AC功率转换过程中，AC电压电源所提供的至少一个AC输入电压被转换成供应给负载的AC输出电压。

背景技术

在许多应用中，第一AC输入电压都必须转换成第二AC输入电压。例如，在在线式不间断电源(UPS)系统中，AC-DC-AC功率转换器可以具有中间DC电路，所述中间DC电路具有DC总线电压，其中DC总线电路将输入信号转换电路与输出信号转换电路连接起来，如图1中所描绘。

传统不间断电源(UPS)包括：三相AC/DC/AC功率转换器，其具有恒定DC总线电压，如图1中所示；以及电池DC/DC转换器，其连接到AC/DC功率转换器的中间DC总线电路。这种不间断电源系统可以在电网模式与电池模式之间切换。在电网模式中，AC/DC/AC功率转换器的输入信号转换电路从三相电源电网接收AC相信号，以生成供给电信中心或医院医疗设备等关键负载(critical load)的AC输出电压。如果电源电网中出现了故障，那么不间断电源系统(UPS)便切换到电池模式，并且DC/DC转换器将DC电压施加给AC/DC/AC功率转换器的中间DC总线电路。AC/DC/AC功率转换器的输入信号转换电路可以由输入整流器组成，其中所述输入整流器调节DC电压以使DC电压具有某些恒定值。如图1中所示的传统AC/DC/AC功率转换器中的输出信号转换电路可以是输出逆变器，例如，三相PWM逆变器。所述AC/DC/AC功率转换器执行具有恒定DC总线电压的双AC-DC-AC转换。

从图1中可以看到，传统AC/DC功率转换器包括输入信号转换电路，所述输入信号转换电路经由输入电感器L_IN1、L_IN2和L_IN3连接到三相电网，并且通过输出电感器L_OUT1、L_OUT2和L_OUT3连接到三相负载。所述中间DC电路包括两个电容器C1、C2，这两个电容器在公共中性节点NN处彼此连接。中间DC电路的公共中性节点NN连接到中性线N，所述中性线N将三相电网与三相负载连接在一起，如图1中所示。当图1中所示的传统AC/DC/AC功率转换器执行双转换时，中间DC电路的总线处具有恒定DC总线电压。这会导致信号转换电路内产生高开关损耗，并且使得输入和输出电感器具有高感应率。因此，UPS系统在电网模式下的效率相对较低。

因此，本发明的一个目标在于，提供一种能够以最高效率将AC输入电压转换成AC输出电压的设备和方法。

发明内容

根据本发明第一方面，本发明提供一种功率转换器，所述功率转换器适用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压，执行该转换的功率转换器包括权利要求1所述的特征。

按照根据本发明第一方面的功率转换器的第一可行实施方案，所述功率转换器适用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压，其中所述功率转换器包括：

输入信号转换电路，其具有半桥式连接(half-bridge connected)开关，所述半桥式连接开关在信号输入节点处彼此连接，AC电压电源将所述AC输入电压施加给所述信号输入节点，

输出信号转换电路，其具有半桥式连接开关，所述半桥式连接开关在信号输出节点处彼此连接，来自所述信号输出节点的所述AC输出电压被供应到负载，

中间DC总线电路，其通过总线将所述输入信号转换电路与所述输出信号转换电路连接起来，

所述DC总线电路，其具有半桥式连接电容器，所述电容器在中性节点处彼此连接；以及

控制电路，其适用于控制所述输入信号转换电路和所述输出信号转换电路的开关，从而使所述总线的所述总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于所述AC输入电压和/或所述AC输出电压的最大电压。

根据本发明第一方面的功率转换器具有以下优点：它能在信号转换电路中提供最小开关损耗，并因此提供最高效率，所述最高效率可以接近99％。

根据本发明第一方面的功率转换器的另一个优点在于，它可以在UPS系统中实施，所述UPS系统能够实现从电网模式到电池模式的瞬时转变。

根据本发明第一方面的功率转换器的另一个优点在于，它可以具有最小尺寸。

以根据本发明第一方面的第一实施方案为依据的所述功率转换器具有可行的第二实施方案，在所述第二实施方案中，所述输入信号转换电路具有第一和第二半桥式连接输入开关，所述开关在所述信号输入节点处彼此连接，并且由所述控制电路来控制。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第二实施方案具有另一个可行的第三实施方案，在所述第三实施方案中，所述第一输入开关设置在所述信号输入节点与所述DC总线电路的正总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第二或第三实施方案具有另一个可行的第四实施方案，在所述第四实施方案中，所述输入信号转换电路的所述第二输入开关设置在所述信号输入节点与所述DC总线电路的负总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的所述第一到第四实施方案具有另一个可行的第五实施方案，在所述第五实施方案中，所述输出信号转换电路具有第一和第二半桥式连接输出开关，所述开关在所述信号输出节点处彼此连接，并且由所述控制电路来控制。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第五实施方案具有另一个可行的第六实施方案，在所述第六实施方案中，第一输出开关设置在所述信号输出节点与所述DC总线电路的正总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第五或第六实施方案具有另一个可行的第七实施方案，在所述第七实施方案中，第二输出开关设置在所述信号输出节点与所述DC总线电路的负总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第七实施方案具有另一个可行的第八实施方案，在所述第八实施方案中，在所述输入转换电路或所述输出转换电路的每个开关处，有一个二极管按照反并联方向连接到所述开关，所述二极管连接在所述输入转换电路的相应信号节点与所述DC总线电路的总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的所述第一到第八实施方案具有另一个可行的第九实施方案，在所述第九实施方案中，所述DC总线电路具有第一和第二半桥式连接电容器，这两个电容器在所述中性节点处彼此连接。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第九实施方案具有另一个可行的第十实施方案，在所述第十实施方案中，所述第一电容器设置在所述中性节点与所述DC总线电路的正总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第九或第十实施方案具有另一个可行的第十一实施方案，在所述第十一实施方案中，所述第二电容器设置在所述中性节点与所述DC总线电路的负总线之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第九到第十一实施方案中的任一个实施方案具有另一个可行的第十二实施方案，在所述第十二实施方案中，所述DC总线电路的电容器均包括按照反并联方向进行连接的二极管，所述二极管连接在所述DC总线电路的中性节点与所述DC总线电路的正总线或负总线之间

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十二实施方案具有另一个可行的第十三实施方案，在所述第十三实施方案中，输入电感器连接在所述AC电压电源与所述输入信号转换电路的所述信号输入节点之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十三实施方案具有另一个可行的第十四实施方案，在所述第十四实施方案中，输出电感器连接在所述输出信号转换电路的信号输出节点与所述负载之间。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十四实施方案具有另一个可行的第十五实施方案，在所述第十五实施方案中，控制电路至少适用于监控所述中间DC总线电路的总线的总线电压以及AC输入电压。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十四实施方案具有另一个可行的第十六实施方案，在所述第十六实施方案中，控制电路至少适用于监控所述中间DC总线电路的总线处的总线电压以及AC输出电压。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十四实施方案具有另一个可行的第十七实施方案，在所述第十七实施方案中，控制电路至少适用于监控所述中间DC总线电路的总线处的总线电压以及AC输入电压和AC输出电压。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十七实施方案具有另一个可行的第十八实施方案，在所述第十八实施方案中，控制电路包括输入控制器，所述输入控制器适用于将中间DC总线电路的总线的总线电压与参考总线电压作比较，以计算出输入忙闲度。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第十八实施方案具有另一个可行的第十九实施方案，在所述第十九实施方案中，所述控制电路的输入控制器进一步包括输入电桥调制器，所述计算出的输入忙闲度被施加给所述输入电桥调制器，并且所述输入电桥调制器适用于根据所述输入忙闲度生成开关控制信号，所述开关控制信号被施加给所述输入信号转换电路的所述第一输入开关和所述第二输入开关。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第十九实施方案具有另一个可行的第二十实施方案，在所述第二十实施方案中，所述控制电路进一步包括输出控制器，所述输出控制器适用于将AC输出电压与参考输出电压作比较，以计算出输出忙闲度。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第二十实施方案具有另一个可行的第二十一实施方案，在所述第二十一实施方案中，控制电路的输出控制器包括输出电桥调制器，所述计算出的输出忙闲度被施加给所述输出电桥调制器，并且所述输出电桥调制器适用于根据所述输出忙闲度生成开关控制信号，所述开关控制信号被施加给所述输出信号转换电路的所述第一开关和所述第二开关。

根据本发明第一方面的所述功率转换器的第一到第二十一实施方案中的任一个实施方案具有另一个可行的第二十二实施方案，在所述第二十二实施方案中，所述AC输入电压是由三相电网供应给所述功率转换器的单个AC相信号。

根据第二方面，本发明还提供了一种不间断电源系统，根据权利要求14所述，所述不间断电源系统包括根据本发明第一方面的至少一个功率转换器。

根据本发明第二方面的不间断电源系统具有可行的第一实施方案，根据所述第一实施方案，所述UPS系统包括：至少一个功率转换器，所述功率转换器是以根据本发明第一方面的功率转换器的实施方案中的任一个实施方案为依据的；针对每个功率转换器的对应DC电池转换器，所述DC电池转换器具有可变电压增益，其中所述DC/DC电池转换器连接在电池与相应功率转换器的DC总线电路之间。

根据第三方面，本发明还提供了一种用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压的方法，如权利要求15所述。

相应地，根据本发明第三方面的用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压的方法具有可行的第一实施方案，本发明在所述第一实施方案中提供了一种方法，在所述方法中，在公共信号输入节点处接收所述AC输入电压的输入信号转换电路的半桥式连接开关，以及在公共信号输出节点处输出所述AC输出电压的输出信号转换电路的半桥式连接开关，经控制以使将所述输入信号转换电路与所述输出信号转换电路连接起来的中间DC总线电路中总线的总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于所述AC输入电压和/或所述AC输出电压的最大电压。

附图说明

在下文中，将参照附图，更详细地描述用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压的设备和方法的可行实施例。

图1所示为具有恒定DC总线电压的传统AC/DC/AC功率转换器的框图；

图2所示为根据本发明第二方面的不间断电源系统的一个可行实施方案的框图，所述可行实施方案包括根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案；

图3所示为用于对根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案的操作进行说明的信号图；

图4所示为根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案的电路图；

图5所示为用于对根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施例所采用的控制电路的一个可行实施方案进行说明的框图；

图6所示为用于对根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施例所采用的控制电路的另一个可行实施方案进行说明的另一个框图；

图7a)到7e)所示为输入电桥等效电路的电路图，用于对根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案的操作进行说明；

图8a)到8e)所示为用于对根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案的操作进行说明的信号图；

图9a)到9e)所示为根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案的输出电桥等效电路图；

图10a)到10e)所示为用于对根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案的操作进行说明的信号图；

图11所示为用于对顶部和底部开关的额定电压的界定进行说明的信号图，所述顶部和底部开关是根据本发明第一方面的功率转换器的一个可行实施方案所采用的开关；

图12所示为用于对相对电感随根据本发明第一方面的功率转换器所提供的输入输出电压比值的变化情况进行说明的信号图；

具体实施方式

从图2中的框图中可以看到，根据本发明第一方面的不间断电源UPS系统包括根据本发明第一方面的至少一个功率转换器2。所述UPS系统可以是单相系统，或者如图2中的实施例所示，可以是三相UPS系统。所述三相UPS系统包括针对三相电网3中每个相L1、L2、L3的根据本发明第一方面的单相功率转换器2。此外，UPS系统1还包括DC/DC转换器4，DC/DC转换器4连接到电池5，如图2中所示。图2中的实施方案所示的AC功率转换器由以下二者构成：AC/DC/AC转换器，其包括输入信号转换电路6和输出信号转换电路7；以及中间DC总线电路8，其通过总线将所述输入信号转换电路6与所述输出信号转换电路7连接起来。在一个可行实施方案中，输入信号转换电路6包括两个半桥式连接开关，这两个开关在信号输入节点SIN处彼此连接。输入信号转换电路6的这个信号输入节点SIN例如经由图2中所示的输入电感L_IN来接收待转换的AC输入电压。此外，输出信号转换电路7可以包括两个半桥式连接开关，这两个开关在信号输出节点SON处彼此连接。信号输出节点SON处电压的施加方式为，例如，将该电压作为AC输出电压，经由输出电感L_OUT施加到负载9，如图2中所示。

图2中所示的三相UPS系统1包括三个单相UPS转换器1-1、1-2、1-3，三个单相UPS转换器1-1、1-2、1-3中的每一者都具有AC/DC/AC功率转换器2-i和DC/DC转换器4-i，如图2中所示。图2中所示的负载9是三相负载，负载9连接到三个单相UPS转换器1-1、1-2、1-3的输出端子。图2中所示的UPS系统1的AC信号源是三相电网3，三相电网3将三个AC信号电压或三个相L1、L2、L3施加给AC输入端子，即，三个单相UPS转换器1-1、1-2、1-3的AC输入端A、AC输入端B、AC输入端C。每个单相UPS转换器1-1、1-2、1-3包括另一个DC电压输入端，所述DC电压输入端连接到公共电池5，从而为单相UPS转换器1-i内的相应DC/DC转换器4-i供应电池5的DC电压。

三相电网3和三相负载9进一步经由中性线N彼此连接，并且还连接到三相UPS系统1中每个AC/DC/AC转换器2-i的中间DC功率电路8内的中性节点NN。每个中间DC总线电路8-i通过两根总线将相应输入信号转换电路6-i与相应输出信号转换电路7-i连接起来，所述两根总线包括正总线(正)和负总线(负)。相对于中性线N，正总线(正)具有正电位，并且负总线(负)具有负电位。图2中所示的DC总线电路8包括两个半桥式连接电容器C1、C2，这两个电容器在中性节点NN处彼此连接。

在一个可行实施方案中，中间DC总线电路8还可以进一步包括两个反并联二极管D1、D2，这两个二极管按照反并联方向连接在DC总线电路8的中性节点NN与DC总线电路8的正总线和相应总线(正、负)之间，如图2中所示。控制电路11-i是针对每个单相AC/DC/AC转换器2-i而设置的，适用于控制输入信号转换电路6和输出信号转换电路7的开关，从而使DC总线电路8的总线(正、负)的总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于施加到相应功率转换器1-i的AC输入端处的AC输入电压和/或从相应功率转换器1-i的AC输出端输出的AC输出电压的最大电压。

因此，控制电路11能监控供应给功率转换器1-i的AC输入电压和/或AC/DC/AC功率转换器1-i所输出的AC输出电压。在一个可行实施例中，控制电压可以监控图2中所示的相应单相UPS转换器1-i的输入和输出端子处的AC输入电压和AC输出电压，或者直接监控输入信号转换电路6的信号输入节点SIN处以及输出信号转换电路7的信号输出节点SON处的AC输入电压和AC输出电压。稍后描述的图5、图6将更详细地示出控制电路11的可行实施方案。

从图2中可以看到，DC/DC电池转换器4-i的输入端可以经由图2中所示的三根电线或经由两根电线连接到电池5。DC/DC转换器4-i的输出侧直接连接到表示成“正”、“负”和“中性”的DC总线。在根据本发明的功率转换器的一个可行实施例中，输入信号转换电路6可以由输入整流器构成。此输入整流器可以是脉冲宽度调制(PWM)电压电源转换器，该转换器具有DC侧电容器和AC侧滤波电感器。输入整流器的DC侧电容器是中间DC总线电路8的电容器C1、C2。此外，输出信号转换电路7可以作为输出逆变器来实施，并且可以作为具有DC侧电容器和AC侧滤波电感器的脉冲宽度调制PWM电压电源转换器来实施。DC侧电容器同样是中间DC总线电路8的电容器C1、C2。在一个可行实施方案中，输入整流器和输出逆变器可以用IGBT等有源开关来实施或由IGBT等有源开关组成，或者输入整流器和输出逆变器可以包括并联续流二极管。

根据本发明第一方面的功率转换器2可以用于控制DC总线电压，从而使DC总线电压与输入或输出电压的包络保持一致。控制电路11-i适用于控制输入信号转换电路6和输出信号转换电路7的开关，从而使中间DC总线电路8的总线“正”、“负”处的总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于AC输入电压和/或AC输出电压的最大电压。

图3图示了通过控制电路11-i的控制而产生的信号波形。控制电路11以某一方式控制输入信号转换电路6和输出信号转换电路7，从而使两个电路的正DC总线电压与输入或输出电压的正包络保持一致。控制电路11以某一方式对输入信号转换电路6和输出信号转换电路7进行进一步控制，从而使两个电路的负DC总线电压与AC输入电压或AC输出电压的负包络保持一致。在控制电路11的控制下，DC总线电压与AC输入电压和/或AC输出电压保持一致。这样能够减少输入信号转换电路6和输出信号转换电路7的半桥式连接开关处的开关损耗。此外，相比于传统AC/DC功率转换器，这样还能够减小输入电感器L_IN和输出电感器L_OUT的尺寸和损耗。

图4更详细地示出了单相UPS转换器1内的功率转换器2的一个可行实施方案。从图4中可以看到，功率转换器2具有单相AC/DC/AC功率转换器1，单相AC/DC/AC功率转换器1包括输入信号转换电路6、输出信号转换电路7以及中间DC总线电路8，所述中间DC总线电路8将所述输入信号转换电路6与所述输出信号转换电路7连接起来。AC电压电源经由输入电感L_IN将AC输入电压施加给输入信号转换电路6的信号输入节点SIN。此外，AC输出电压从输出信号转换电路7的信号输出节点SON输出，并经由输出电感L_OUT输出到负载9，如图4中所示。从图4中可以看到，输入信号转换电路6具有第一和第二半桥式连接输入开关SW1、SW2，这两个开关在信号输入节点SIN处彼此连接。第一输入开关SW1设置在所述信号输入节点SIN与DC总线电路8的正总线“正”之间。第二输入开关SW2设置在信号输入节点SIN与DC总线电路8的负总线“负”之间。

在图4中的实施例中，中间DC总线电路8包括第一电容器C1和第二电容器C2。电容器C1、C2在公共中性节点NN处彼此连接，如图4中所示。中性节点NN连接到中性线，所述中性线将输入电压电源与负载9连接起来。中间DC总线电路8的第一电容器C1设置在中性节点NN与DC总线电路8的正总线(正)之间。第二电容器C2设置在中性节点NN与DC总线电路8的负总线(负)之间。DC总线电路8的电容器C1、C2包括二极管D_C1和D_C2，这两个二极管按照反并联方向连接在DC总线电路8的中性节点NN与DC总线电路8的正总线或负总线之间，如图4中所示。

输入信号转换电路6中还设置了反并联续流二极管。从图4中可以看到，二极管D_SW1和D_SW2按照反并联方向连接在信号输入节点SIN与DC总线电路8的相应总线之间。二极管D_SW1并联连接到输入信号转换电路6的第一输入开关SW1。第二二极管D_SW2并联连接到输入信号转换电路6的第二输入开关SW2。

输出信号转换电路7也包括第一和第二半桥式连接输出开关SW3、SW4，这两个开关在信号输出节点SON处彼此连接，并且由相应AC/DC/AC功率转换器2的所述控制电路11来控制。信号输出节点SON经由线圈L_out连接到负载9，负载9连接在节点10a与节点10b之间。第一输出开关SW3设置在所述信号输出节点SON与中间DC总线电路8的正总线“正”之间。第二输出开关SW4设置在信号输出节点SON与DC总线电路8的负总线“负”之间。第一和第二半桥式连接输出开关SW3、SW4也是由控制电路11来控制的。二极管D_SW3按照反并联方向连接到第一输出开关SW3，如图4中所示。此外，二极管D_SW4按照反并联方向连接到第二输出开关SW4。开关SW1、SW2、SW3、SW4是连接到控制电路11的电子开关，例如，IGBT开关或MOSFETS，其中开关操作是由控制电路11来控制的，控制电路11向相应电子开关SW1、SW2、SW3、SW4的控制电极供应控制信号S1、S2、S3、S4。

图4中所示的电路能实现图3中所示的满DC总线电压包络跟踪。图3中图示了AC输入电压和AC输出电压的DC总线电压的波形。例如，输入AC电压是正弦电压：

v_IN＝V_INsinωt，   (1)

其中V_IN是电压幅值，并且ω是角频率。

AC输出电压也是纯正弦电压：

v_OUT＝V_OUTsinωt，   (2)

其中V_OUT是输出电压幅值，ω是角频率，并且t是时间。

图4中所示的AC/DC/AC功率转换器2、输入/输出电压以及DC总线电压具有以下关系：

v_BUS2≤v_IN≤v_BUS1并且v_BUS2≤v_OUT≤v_BUS1。   (3)

可能出现三种不同情况。在第一种情况中，输入电压低于输出电压(V_IN<V_OUT)。在第二种情况中，输入电压等于输出电压(V_IN＝V_OUT)，以及在第三种情况中，输入电压高于输出电压(V_IN>V_OUT)。

如果，在第一种情况中输入电压低于输出电压，那么可以按照图7a)中所示来描绘输入信号转换电路6的简化等效电路图。在所述等效电路中，DC总线电容器C1、C2的模型为电压电源V_BUS1和V_BUS2，如图7a)中所示。DC总线电压可以是任何正电压。如果输入电压V_IN为正值(0<ωt<π)，那么第一输入开关SW1和反并联二极管D_SW2承载输入电流i_IN，而第二输入开关SW2以及并联连接到第一输入开关SW1的反并联二极管D_SW1是无源的。从图7b)中可以看到，第一输入开关SW1闭合，并且该电路可以通过以下等式来描述：

$L_{\mathrm{IN}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{IN}}}{\mathrm{dt}}=v_{\mathrm{IN}}+v_{\mathrm{BUS}1},$ 其中0＜t＜d_INT_SW   (4)

其中d_IN是第一输入开关SW1的忙闲度，并且T_SW是开关周期。

当第一输入开关SW1断开并且输入信号转换电路6的第二输入开关SW2闭合时，二极管D_SW2承载电感器电流i_IN，如图8c)中所示。

$L_{\mathrm{IN}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{IN}}}{\mathrm{dt}}=v_{\mathrm{IN}}-v_{\mathrm{BUS}2},$ 其中d_INT_SW＜t＜T_SW   (5)

因此，忙闲度d_IN可以按照如下等式来计算：

$d_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)}.---\left(6\right)$

输入信号转换电路6的第一和第二输入开关SW1、SW2以及二极管D_SW1、D_SW2的瞬时电流由以下等式给出：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{SW}1}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{SW}1}\left(t\right)=0\end{array},$ 其中 $\begin{array}{c}k{T}_{\mathrm{SW}}<t<(k+d_{\mathrm{IN}})T_{\mathrm{SW}}\\ (k+d_{\mathrm{IN}})T_{\mathrm{SW}}<t<(k+1)T_{\mathrm{SW}}\end{array}---\left(7\right)$

$\begin{array}{c}{i}_{D2}\left(t\right)=0\\ i_{D2}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\end{array},$ 其中 $\begin{array}{c}k{T}_{\mathrm{SW}}<t<(k+d_{\mathrm{IN}})T_{\mathrm{SW}}\\ (k+d_{\mathrm{IN}})T_{\mathrm{SW}}<t<(k+1)T_{\mathrm{SW}}\end{array}---\left(8\right)$

当输入电压为正值(0<ωτ<π)时，第二输入开关SW2和二极管D_SW1不承载任何电流。

i_SW2(t)＝i_D1(t)＝0。   (9)

第一输入开关SW1和二极管D_SW2的移动平均值和RMS电流由以下等式给出：

$i_{\mathrm{SW}1\left(\mathrm{AV}\right)}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)d_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\frac{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)}$

$i_{\mathrm{SW}1\left(\mathrm{RMS}\right)}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\sqrt{d_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\sqrt{\frac{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)}}---\left(10\right)$

$i_{D2\left(\mathrm{AV}\right)}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)(1-d_{\mathrm{IN}}\left(t\right))=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)(1-\frac{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)})$

$i_{D2\left(\mathrm{RMS}\right)}\left(t\right)=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\sqrt{1-d_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}=i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\sqrt{1-\frac{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{BUS}1}\left(1\right)}}---\left(11\right)$

因此，输入电流波纹由以下等式给出：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)+v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)}{L_{\mathrm{IN}}{f}_{\mathrm{SW}}}{d}_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)+v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)}{L_{\mathrm{IN}}{f}_{\mathrm{SW}}}\frac{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)}{v_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)-v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)},---\left(12\right)$

其中f_SW是开关频率。

当输入电压为负值(π<ωτ<2π)时，第一输入开关SW2和二极管D_SW1承载输入电流i_IN，而第一输入开关SW1和二极管D_SW2是无源的。

在AC/DC/AC转换器的正常操作模式中，输入电压V_IN和输入电流由以下等式给出：

$i_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=I_{\mathrm{IN}}\sin \mathrm{\&omega;t}=\frac{2P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\sin \mathrm{\&omega;t},---\left(13\right)$

v_IN(t)＝V_INsinωt，             (14)

v_OUT(t)＝V_OUTsinωt，            (15)

DC总线电压可以受到有源控制，以与以下半整流正弦波形(half-wayrectified sinusoidal waveform)保持一致：

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)=V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}\sin \mathrm{\&omega;t}\\ v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)=0\end{array},$ 其中0＜ωt＜π       (16)

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{BUS}2}\left(t\right)=0\\ v_{\mathrm{BUS}1}\left(t\right)={-V}_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}\sin \mathrm{\&omega;t}\end{array},$ 其中π＜ωt＜2π      (17)

其中，V_BUS(MAX)是DC总线电压幅值，它可以是恒定值。

当输入电压为正值(0<ωτ<π)并且将等式(14)和等式(16)代入等式(6)时，输入忙闲度由以下等式给出：

$d_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}.---\left(18\right)$

输入电压为负值(π<ωτ<2π)时的忙闲度与等式(18)所给出的忙闲度互补。因此，一个基本周期内的忙闲度由以下等式给出：

$d_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=\frac{1}{2}+\mathrm{sgn}\left(v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\right)(\frac{1}{2}-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}).---\left(19\right)$

图8示出了输入信号转换电路6的第一和第二半桥式连接输入开关SW1、SW2处的忙闲度d_IN。图8a)中的信号图所示为施加给输入信号转换电路6的正弦AC输入电压V_IN。图8b)所示为DC总线电压V_BUS1、V_BUS2随时间的变化情况。图8d)所示为计算出的输入忙闲度d_IN。此外，图8d)中的信号图所示为控制电路11所输出的控制信号S1，所述控制信号S1输出到输入信号转换电路6的第一输入开关SW1。图8e)所示为控制电路11所输出的控制信号S₂的信号图，所述控制信号S₂输出到输入信号转换电路6的第二输出开关SW2。

在一个基本周期内，开关和二极管的平均电流和RMS电流可以按照以下等式来计算：

$i_{\mathrm{SW}1\left(\mathrm{AV}\right)}=i_{\mathrm{SW}2\left(\mathrm{AV}\right)}=\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}(1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}})$

$i_{\mathrm{SW}1\left(\mathrm{RMS}\right)}=i_{\mathrm{SW}2\left(\mathrm{RMS}\right)}=\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\sqrt{1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}}---\left(20\right)$

以及

$i_{D1\left(\mathrm{AV}\right)}=i_{D2\left(\mathrm{AV}\right)}=\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}$

$i_{D1\left(\mathrm{RMS}\right)}=i_{D2\left(\mathrm{RMS}\right)}=\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\sqrt{\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}}---\left(21\right)$

其中P_IN是输入信号的输入功率。

输入电感器电流波纹是时间的函数：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{IN}}\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|}{L_{\mathrm{IN}}{f}_{\mathrm{SW}}}(1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}).---\left(22\right)$

因此，最大电流波纹可以根据等式(22)来计算：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{MAX}\right)}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_{\mathrm{IN}}{f}_{\mathrm{SW}}}(1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}),---\left(23\right)$

由于最大电流波纹是作为电路设计参数给出的，因此输入电感器L_IN的电感可以计算出来：

$L_{\mathrm{IN}}\&GreaterEqual;\frac{V_{\mathrm{IN}}}{\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{MAX}\right)}{f}_{\mathrm{SW}}}(1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}).---\left(24\right)$

输入信号转换电路6处的输入电桥损耗可以按照以下等式来计算：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{SE}1\left(\mathrm{AV}\right)}=P_{\mathrm{SW}2\left(\mathrm{AV}\right)}=V_{\mathrm{SW}0}{i}_{\mathrm{SW}\left(\mathrm{AV}\right)}+r_{\mathrm{SW}}{I}_{\mathrm{SW}\left(\mathrm{RMS}\right)}^2=\\ V_{\mathrm{SW}0}\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}(1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}})+r_{\mathrm{SW}}{\left(\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\right)}^2(1-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}})\end{array},---\left(25\right)$

以及

$\begin{array}{c}{P}_{D1\left(\mathrm{AV}\right)}=P_{D2\left(\mathrm{AV}\right)}=V_{D0}{i}_{D\left(\mathrm{AV}\right)}+r_D{I}_{D\left(\mathrm{RMS}\right)}^2=\\ V_{D0}\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\left(\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}\right)+r_D{\left(\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}\right)}^2\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}\right)\end{array}.---\left(26\right)$

开关与二极管有关电压拐点V_SW0、V_D0以及动态电阻r_SW、r_D的输出特性可能相似。因此，开关和二极管的开关损耗可以按照以下等式来计算：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{SW}1\left(\mathrm{sw}\right)}=P_{\mathrm{SW}2\left(\mathrm{sw}\right)}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\underset{0}{\overset{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}}(E_{\mathrm{ON}}+E_{\mathrm{OFF}})V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}{I}_{\mathrm{IN}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)d\left(\mathrm{\&omega;t}\right)\\ =f_{\mathrm{SW}}\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}(E_{\mathrm{ON}}+E_{\mathrm{OFF}})\end{array},---\left(27\right)$

$\begin{array}{c}{P}_{D1\left(\mathrm{sw}\right)}=P_{D2\left(\mathrm{sw}\right)}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\underset{0}{\overset{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}}{E}_Q{V}_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}{I}_{\mathrm{IN}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)d\left(\mathrm{\&omega;t}\right)\\ =f_{\mathrm{SW}}\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}}}{E}_Q\end{array},---\left(28\right)$

其中E_ON、E_OFF和E_Q是每VA的标准化开关能量。

类似于输入信号转换电路6和信号输出转换电路7的电路可以按照图9中所示的等效电路图来描绘。DC总线电容器C1、C2的模型为两个DC总线电压电源。转换器负载的模型可以是电压电源V_OUT。

如果输出电压V_OUT为正值，那么第一输出开关SW3和二极管D_SW4承载负载电流i_OUT，如图9b)中所示。第一输出开关SW3的忙闲度由以下等式给出：

$d_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)=1-\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}},---\left(29\right)$

如果将DC总线电压控制成等于输出电压，即，V_BUS(MAX)＝V_OUT，那么忙闲度变为零，即，d_OUT(t)＝0。因此，第一输出开关SW3断开，而第二输出开关SW4闭合，并且输出电压为正值。

当输出电压V_OUT为负值时，第一输出开关SW3承载负载电流i_OUT，而第二输出开关SW4断开，如图9c)、9d)中所示。

一个基本周期内的忙闲度可以根据以下等式来计算：

$d_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)=\frac{1}{2}-\frac{1}{2}\mathrm{sgn}\left(v_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)\right),---\left(30\right)$

从等式(30)可以看出，输出信号转换电路的开关SW3、SW4在基频处换向，如图10中所示。图10a)所示为施加给负载的正弦AC输出电压。图10b)所示为总线电压V_BUS1、V_BUS2。图10c)所示为输出信号转换电路7的计算出的忙闲度d_OUT。图10d)所示为控制电路11施加给第一输出开关SW3的开关控制信号S3。信号图10_i示出了控制电路11施加给第二输出开关SW4的另一个控制信号S4。例如，开关频率f＝1:t可以是50Hz。

开关的平均电流以及RMS电流可以由以下等式给出：

$i_{\mathrm{SW}3\left(\mathrm{AV}\right)}=i_{\mathrm{SW}4\left(\mathrm{AV}\right)}=\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{OUT}}}$

$i_{\mathrm{SW}3\left(\mathrm{RMS}\right)}=i_{\mathrm{SW}4\left(\mathrm{RMS}\right)}=\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{OUT}}}.---\left(31\right)$

因此，传导损耗由以下等式给出：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{SW}3\left(\mathrm{AV}\right)}=P_{\mathrm{SW}4\left(\mathrm{AV}\right)}=V_{\mathrm{SW}0}{i}_{\mathrm{SW}\left(\mathrm{AV}\right)}+r_{\mathrm{SW}}{I}_{\mathrm{SW}\left(\mathrm{RMS}\right)}^2=\\ V_{\mathrm{SW}0}\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{OUT}}}\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}+r_{\mathrm{SW}}{\left(\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{OUT}}}\right)}^2\end{array}.---\left(32\right)$

在一个可行实施方案中，可以忽略开关损耗，因为开关在基频处换向并且在零电流零电压条件下换向。

图11所示为用于对顶部和底部开关的额定电压的界定进行说明的信号图，所述顶部和底部开关位于根据本发明的AC/DC/AC转换器所采用的信号转换电路6中。根据等式(16)和(17)，可以计算出两个开关的总电压：

V_SW1+V_SW2＝v_BUS1+v_BUS2＝V_BUS(MAX)|sin(ωt)|。   (33)

因此，开关和二极管的阻断电压可以界定为：

V_SW(max)＝V_D(max)≥V_BUS(MAX)。  (34)

图12所示为相对电感随输入输出电压比值的变化情况。图12中所示的相对电感是具有恒定DC总线电压的传统功率转换电路所采用的电感与根据本发明第一方面的功率转换器所采用的电感的比值。传统功率转换电路所采用的电感由以下不等式给出：

$L_{\mathrm{IN}}^{*}\&GreaterEqual;\frac{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}}{{\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{MAX}\right)}{2f}_{\mathrm{SW}}}.---\left(35\right)$

因此，相对电感由以下等式给出：

$\frac{L_{\mathrm{IN}}}{L_{\mathrm{IN}}^{*}}=2\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}^2}(V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}-V_{\mathrm{IN}}).---\left(36\right)$

从图12中可以看到，当输入电压接近输出电压时，即，输入电压与输出电压之间的比值变成1时，相对电感减小。因此，在第二种情况中，输入电压等于输出电压，并且相对电感较低。如果输入电压低于输出电压(V_IN<V_OUT)，那么相对电感增大。如果在某一点处，输入电压变得过低，那么UPS系统从AC电压电源切换到电池5。反过来，如果输入电压高于输出电压(v_in>v_out)并且超过某一界限，那么UPS系统可以切换到故障处理模式，从而避免因AC输入电压过高而造成损坏。

开关和二极管的视在功率可以定义为装置峰值电压与峰值电流的乘积。根据本发明的设备所采用的装置的视在功率为：

$P\left(\mathrm{SW}\right)=V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}2\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}\left(\min \right)}}.---\left(37\right)$

而传统转换器中的装置的视在功率由以下等式给出：

$P\left(\mathrm{SW}\right)=2\left(V_{\mathrm{BUS}\left(\mathrm{MAX}\right)}2\frac{P_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{IN}\left(\min \right)}}\right).---\left(38\right)$

因此，在一个可行实施方案中，根据本发明第一方面的功率转换器的每个开关所需的视在功率可能约为传统转换器的50％。

图5所示为根据本发明第一方面的功率转换器2的控制电路11的基本控制结构的框图。控制电路11包括参考电压生成器11a，参考电压生成器11a用于生成参考DC总线电压V_BUS1。如图5中所示，可以响应于输出电压V_OUT(REF)而生成参考DC总线电压V_BUS1，从而生成DC总线参考电压V_BUS(REF)。控制电路11进一步包括第二生成器，所述第二生成器用于生成第二DC总线参考电压V_BUS2(REF)。控制电路11的第二参考电压生成器11b可以根据输出参考电压V_OUT(REF)生成第二DC参考电压V_BUS2(REF)，如图5中所示。控制电路11可以进一步包括控制器11c，控制器11c从受监控的单相功率转换器2的DC总线电路8接收DC总线电压V_BUS1、V_BUS2。控制器11c还从生成器11a、11b接收参考电压V_BUS1(REF)和V_BUS2(REF)并接收反馈总线信号V_BUS1和V_BUS2，从而向输入电桥调制器11d提供输入忙闲度d_IN，输入电桥调制器11d生成开关控制信号S1、S2，这两个信号被施加到输入信号转换电路6的第一和第二输入开关SW1、SW2。

控制电路11进一步包括第二控制器11e，第二控制器11e接收受监控的单相AC/DC/AC转换器2的输出电压V_OUT的监控反馈以及输出参考电压V_OUT(REF)，如图5中所示。第二控制器11e计算出输出忙闲度d_OUT，所述输出忙闲度d_OUT被供应到输出电桥调制器11f。输出电桥调制器11f生成开关控制信号S3、S4，这两个信号被施加到受监控AC/DC/AC转换器2内的输出信号转换电路7的第一和第二输出开关SW3、SW4。

图6所示为单相AC/DC/AC转换器2的控制电路11的另一个实施方案。在此实施例中，DC总线电压控制器11c的输出值是施加给输入电流控制器11g的输入电流的参考值i_INREF，输入电流控制器11g从相应受监控AC/DC/AC功率转换器2接收监控反馈输入电流。输入电流控制器11g响应于监控反馈输入电流i_IN以及从总线电压控制器11c接收的参考输入电流i_IN(REF)而计算出输入忙闲度d_in。此外，图6的实施方案中所示的控制电路11还包括输出电流控制器11h，输出电流控制器11h响应于输出电压控制器11e所输出的输出参考电流i_OUT(REF)以及相应AC/DC/AC转换器2所输出的监控输出电流而计算出输出忙闲度d_OUT，所述输出忙闲度d_OUT被供应到输出电桥调制器11f。

相比于传统功率转换器和功率转换方法，根据本发明的用于将AC输入电压转换成AC输出电压的方法和设备能提供更高效率。根据本发明的设备和方法的效率可以在98.5％到99％的范围内，显著高于任何传统功率转换器或方法的峰值效率。由于具有高效率，因此根据本发明的功率转换器和功率转换方法具有低能耗。根据本发明的功率转换器和方法可以在多种应用中使用。例如，根据本发明第一方面的功率转换器可以在包括功率转换器和DC/DC电池转换器的不间断电源系统中使用。例如，这种UPS系统可以在数据中心、电信设备、行业应用中使用，并且可以用在任何关键负载中，例如，医院医疗装置。

Claims (15)

1.一种功率转换器，适用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压，其特征在于，所述功率转换器(2)包括：

输入信号转换电路(6)，具有半桥式连接开关(SW1、SW2)，所述半桥式连接开关(SW1、SW2)在信号输入节点SIN处彼此连接，AC电压电源(3)将所述AC输入电压施加给所述信号输入节点SIN；

输出信号转换电路(7)，具有半桥式连接开关(SW3、SW4)，所述半桥式连接开关(SW3、SW4)在信号输出节点SON处彼此连接，来自所述信号输出节点SON的所述输出电压被供应到负载(9)；

中间DC总线电路(8)，通过总线将所述输入信号转换电路(6)与所述输出信号转换电路(9)连接起来；

DC总线电路(8)，具有电容器(C₁、C₂)，所述电容器(C₁、C₂)在中性节点NN处彼此连接；以及

控制电路(11)，用于控制所述输入信号转换电路(6)和所述输出信号转换电路(7)的所述开关，从而使所述总线的所述总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于所述AC输入电压和/或所述AC输出电压的最大电压。

2.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述输入信号转换电路(6)具有第一半桥式连接输入开关(SW1)和第二半桥式连接输入开关(SW2)，这两个开关在所述信号输入节点SIN处彼此连接，并且由所述控制电路(11)来控制，

其中所述第一输入开关(SW1)设置在所述信号输入节点SIN与所述DC总线电路(8)的正总线(正)之间；

其中所述第二输入开关(SW2)设置在所述信号输入节点SIN与所述DC总线电路(8)的负总线(负)之间。

3.根据权利要求1或2所述的功率转换器(2)，其特征在于，所述输出信号转换电路(7)具有第一半桥式连接输出开关(SW3)和第二半桥式连接输入开关(SW4)，这两个开关在所述信号输出节点SON处彼此连接，并且由所述控制电路(11)来控制，

其中所述第一输出开关(SW3)设置在所述信号输出节点SON与所述DC总线电路(8)的所述正总线(正)之间，

其中所述第二输出开关(SW4)设置在所述信号输出节点SON与所述DC总线电路(8)的负总线(负)之间。

4.根据前述权利要求1至3中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，在所述输入转换电路(6)和所述输出转换电路(7)的每个开关处，有一个二极管按照反并联方向连接到所述开关，所述二极管连接在所述转换电路的相应信号节点与所述DC总线电路(8)的总线之间。

5.根据前述权利要求1至4中任一权利要求所述的功率转换器，

其特征在于，所述DC总线电路(8)具有第一半桥式连接电容器(C₁)和第二半桥式连接电容器(C₂)，这两个电容器在所述中性节点NN处彼此连接，

其中所述第一电容器(C₁)设置在所述中性节点NN与所述DC总线电路(8)的所述正总线(正)之间，

其中所述第二电容器(C2)设置在所述中性节点NN与所述DC总线电路(8)的所述负总线(负)之间。

6.根据前述权利要求1至5中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，所述DC总线电路(8)的所述中性节点NN连接到所述AC电压电源(3)和所述负载(9)。

7.根据权利要求5所述的功率转换器，其特征在于，在所述DC总线电路(8)的电容器(1、2)处，均有一个二极管按照反并联方向连接到所述电容器，所述二极管连接在所述DC总线电路(8)的所述中性节点NN与所述DC总线电路(8)的所述正总线或所述负总线(正、负)之间。

8.根据前述权利要求1至7中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，输入电感器(L1)连接在所述AC电压电源(3)与所述输入信号转换电路(6)的所述信号输入节点SIN之间。

9.根据前述权利要求1至8中任一权利要求所述的功率转换器，其中输出电感器(L2)连接在所述输出信号转换电路(7)的所述信号输出节点SON与所述负载(9)之间。

10.根据前述权利要求1至9中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路(11)至少适用于监控所述中间DC总线电路(8)的所述总线(正、负)处的所述总线电压以及所述AC输入电压和/或所述AC输出电压。

11.根据前述权利要求1至10中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路(11)包括输入控制器(11C)，所述输入控制器(11C)适用于将所述中间DC总线电路(8)的所述总线的所述总线电压与参考总线电压作比较，以计算出输入忙闲度d_in，所述输入忙闲度d_in被施加给输入电桥调制器(11d)，所述输入电桥调制器(11d)适用于生成开关控制信号(S1、S2)，所述开关控制信号(S1、S2)被施加给所述输入信号转换电路(6)的所述第一输入开关(SW1)和所述第二输入开关(SW2)。

12.根据前述权利要求1至11中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路(11)包括输出控制器(11e)，所述输出控制器(11e)适用于将所述AC输出电压与参考输出电压作比较，以计算出输出忙闲度d_out，所述输出忙闲度d_out被施加给输出电桥调制器(11f)，所述输出电桥调制器(11f)适用于生成开关控制信号(SW3、SW4)，所述开关控制信号(SW3、SW4)被施加给所述输出信号转换电路(7)的所述第一输出开关和所述第二输出开关。

13.根据前述权利要求1至12中任一权利要求所述的功率转换器，其特征在于，所述AC输入电压是由三相电网(3)供应给所述功率转换器(2)的信号相。

14.一种不间断电源UPS系统，包括根据前述权利要求1至13中任一权利要求所述的至少一个功率转换器(2)，并且包括针对每个功率转换器(2)的对应DC/DC电池转换器(4)，所述DC/DC电池转换器(4)具有可变电压增益，其中所述DC/DC电池转换器(4)连接在电池(5)与相应功率转换器(2)的DC总线电路(8)之间。

15.一种用于将至少一个AC输入电压转换成AC输出电压的方法，其中，在公共信号输入节点处接收所述AC输入电压的输入信号转换电路(6)的半桥式连接开关，以及在公共信号输出节点处输出所述AC输出电压的输出信号转换电路(7)的半桥式连接开关，经控制以使将所述输入信号转换电路(6)与所述输出信号转换电路(7)连接起来的中间DC总线电路(8)中总线的总线电压与电压信号包络保持一致，所述电压信号包络对应于所述AC输入电压和/或所述AC输出电压的最大电压。