CN104316925A - 一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，包括由若干天线组成的均匀圆阵、天线支撑转盘、汇流环、电机、雷达射频接收通道；各天线均匀排列在天线支撑转盘上，电机控制转盘转动，天线接收到信号经汇流环传输到雷达射频接收通道，通过信号干涉处理技术将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方位孔径合成。本发明采用电小圆阵，减小了天线阵的占地面积，可提供全方位、无模糊的方位角信息，实现了HF/VHF/UHF等频段雷达探测，尤其在高频段，其探测性能可与传统的占地数十至数百米阵列的地波雷达相当。

Description

一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统

技术领域

本发明涉及一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，属雷达技术领域，特别涉及HF/VHF/UHF等频段雷达系统。

背景技术

高频超视距雷达为了获得足够的方位分辨率和方向增益，短波段雷达天线阵动辄数百米甚至数千米，这直接影响到设备的规模、造价和安装成本，不能满足国家对中、低成本超视距探测日益增长的需求。各国学者和工程技术人员围绕地波雷达天线小型化做了很多工作。小型天线阵虽然有成本低、轻便灵活等优势，但在反演结果的准确性存在不足。另外，天线参数的设计受探测目标特性的限制；对于地波雷达海洋探测，海流信息是从一阶谱中提取的，因为同一个谱点对应的径向流速是有限的，那么可以用少数阵元的阵列(如交叉环/单极子)提取；而风浪等参数的提取依赖于连续分布的海面散射源，需要大口径阵列才能获得较高精度的反演结果。同时由于小型阵列的方位分辨率低、民用地波雷达发射功率受限以及各种噪声和干扰(包括海洋回波的干扰)等问题，对目标尤其是小目标和机动目标的检测概率、虚警率、定位和跟踪精度等方面都存在需要克服的一系列问题。

发明内容

针对上述问题和高频探测的特点，本发明提出一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，采用紧凑的小圆阵的形式，可实现目标方位角与俯仰角的双角度估计，可提供全方位、无模糊的方位角信息。该系统适用于HF/VHF/UHF等频段雷达探测，可以适用于如岸基平台、海面浮标平台、舰船平台和一般陆地平台等多种平台。

本发明涉及一种旋转天线的方位合成孔径雷达系统，包括由两个以上单极子天线组成的均匀圆阵、天线支撑转盘、汇流环、电机、雷达射频接收通道、信号干涉处理模块。各单极子天线均匀排列在天线支撑转盘上，电机控制天线支撑转盘转动，天线接收到信号后经汇流环传输到雷达射频接收通道，通过信号干涉处理模块将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方位孔径合成。

所述均匀圆阵半径为雷达发射信号波长的1/20～1/2；

所述阵列天线的数目M≥2，通常可为2，3，4，6，8等均匀排列在天线支撑转盘上；

所述接收阵列天线可是单鞭天线，也可以是环天线或者其他类型的天线；

所述天线可以是无源天线，也可以是有源天线(需要增加相应的供电电路)；

所述天线沿通过圆心垂直于转盘的轴旋转，可通过电机及其控制系统调整其转速，转速的确定与雷达工作波形参数相关；

所述每根天线接收到的信号均可通过汇流环独立传送到雷达接系统；

雷达接收系统为传统超外差接收结构，可采用一次混频高中频采样结构或射频直接采样结构。

所述天线支撑转盘在电机控制下以固定转速旋转，设计合理的波形参数，即转盘转动的角频率ω与雷达工作时扫频周期T之间需要满足关系：

$\mathrm{\ω}=\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{MTi}},i=\mathrm{1,2,3}...n$

每根天线在旋转过程中视为每个工作周期将转盘所在圆均分为K个等份(相对于静止坐标系)，每根天线在旋转过程中每个工作周期均会经过这些等份，得到这K个位置中的任一位置的N帧数据，N通常取为256、512、1024数值。

对K个位置接收到的信号分别进行距离变换和多普勒变换，对方位相差π的两个位置接收到的多普勒谱数据进行干涉处理，得到干涉相加和干涉相减的两组干涉信号。

所述信号干涉处理模块将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方位孔径合成。

进一步利用天线旋转所引入的相位信息，即天线旋转等效于增加天线阵元，由不同位置天线转动的转速引起的多普勒频移在测向算法中为附加相位，以提高目标方位估计的分辨率和准确度。

所述天线阵在使用中额外在离圆阵中心整数倍半径的距离之外增加一根或多跟辅助接收天线，以进一步提高雷达的方位角和俯仰角的分辨性能。

各天线均匀排列在天线支撑转盘上，电机控制转盘转动，天线接收到信号经汇流环传输到雷达射频接收通道，设计合理的波形参数，每根天线在旋转过程中可视为每个工作周期将转盘所在圆均分为K个等份(相对于静止坐标系)，每根天线在旋转过程中每个工作周期均会经过这些等份，可得到这K个位置的任一位置的1024帧数据。将每个位置接收到的信号进行距离变换和多普勒变换，对方位相差π的两个位置接收到的多普勒谱数据进行干涉处理，得到干涉相加和干涉相减的两组干涉信号。可将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方向孔径合成。

天线阵在使用中可额外在离圆阵中心一定距离之外(如整数倍半径的距离之外)增加一根或多跟辅助接收天线，以进一步提高雷达的方位分辨性能。

本发明采用电小圆阵，减小了天线阵的占地面积，可实现目标方位角与俯仰角的双角度估计，可提供全方位、无模糊的方位角信息，实现了HF/VHF/UHF等频段雷达探测，尤其在高频段，其探测性能可与传统的占地数十至数百米阵列的地波雷达相当，该系统能够探测海洋表面动力学参数和海面上的低速目标，也可探测陆地和空中的软、硬目标。该系统可以适用于如岸基平台、海面浮标平台、舰船平台和一般陆地平台等多种平台。

附图说明

图1为本发明实施例中8元雷达接收天线阵列示意图；

图2为本发明实施例中增加额外天线的新雷达接收天线阵列；

图3为本发明实施例中8元雷达接收天线阵列探测目标示意图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例详细说明本发明技术方案。

本发明涉及一种旋转天线的方位合成孔径雷达系统，包括由若干天线组成的均匀圆阵、天线支撑转盘、汇流环、电机、雷达射频接收通道。

各单极子有源天线均匀排列在天线支撑转盘上，电机控制转盘转动，天线接收到信号经汇流环传输到雷达射频接收通道，通过信号干涉处理将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方位孔径合成。

设共用M个单极子天线A1、A2...AM均匀分布在转盘边缘的圆周上，其中M为2，3，4，6，8等，天线可沿通过圆心垂直于圆盘的轴旋转，可通过电机及其控制机构调整其转速，转速的确定与雷达工作波形参数相关，转盘转动的角频率ω与雷达工作时扫频周期T之间需要满足关系

$\mathrm{\ω}=\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{MTi}},i=\mathrm{1,2,3}...n---\left(1\right)$

下面以8元均匀圆阵，i＝3为实施例进行说明：

转盘在电机控制下以固定转速旋转，由(1)式可知每根天线在旋转过程中可视为将转盘所在圆均分为24个固定位置(相对于静止坐标系)，每根天线在旋转过程中均会经过这些位置。以1号天线为例，经过3个扫频周期可旋转到达2号天线所在位置。相当于有24根天线组成24元圆阵，数据处理时对每个位置的信号进行处理。例如，对于位置1，1号天线的第一个扫频周期为该位置的第一帧数据，8号天线经过3个扫频周期运动到1号位置，记为位置1的第二帧数据，7号天线经过6个扫频周期运动到位置1，记为第三帧数据……以此类推，分别得到每个位置的1024帧数据。对每个位置的1024帧数据进行第一次快速傅里叶变换(FFT)(即距离变换)得到距离谱，对每个距离的回波数据进行相干积累后进行第二次FFT(即多普勒变换)就可以得到回波多普勒谱。对方位相差π的两个位置的数据求差和求和，相当于对两个信号进行干涉处理。然后可用MUSIC(多重信号分类算法)或者ESPRIT(旋转不变子空间算法)等空间谱估计算法进行方位角和俯仰角估计。

因此该天线阵列设计中几个重要的原则如下：

(1)任何一根天线转到相邻天线位置的时间应该等于扫频重复周期的整数倍，该倍数等于总的等效观测方位数除以天线数目。如：本实施例中为8元天线，将通过旋转等效为24个方位的独立观测(理想情况下对连续分布面目标的方位分辨率将可达到360°÷24＝15°)，那么该倍数为24÷8＝3；

(2)根据多普勒谱宽的需求确定每个固定方位上的扫频重复周期，假设为0.6秒，那么上图中天线1转到天线2位置所需时间为0.6秒，在这个0.6秒中将包含3次扫频，因此调频信号的扫频周期为200毫秒；

因此天线的旋转周期为：固定方位上的扫频重复周期×天线数目，本实施例中旋转周期为0.6×8＝4.8秒；

(3)通过旋转获得的等效独立观测方位数应该与阵列流型的秩相当，才有利于反演面目标的功率谱空间分布。

下面结合线性调频中断连续波(FMICW)体制雷达为实施例进行相关推导：

雷达信号发生器产生FMICW信号：

$S\left(t\right)=\cos \left[2\mathrm{\&pi;}(f_0-\frac{\mathrm{\&alpha;t}}{2})t\right]\&CenterDot;\underset{p=0}{\overset{p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{rect}\left[\frac{t-\mathrm{pq}-T_P/2}{T_P}\right],0\&le;t<T---\left(2\right)$

在调频周期T内，发射信号f(t)频率由起始频率f₂线性减少至f₁，即调频带宽B＝f₂-f₁，f₀为雷达载频，调频斜率为α＝B/T。信号在N个扫频周期内重复扫频。p为扫频时宽T内的门控脉冲个数，T_P、q分别为脉冲宽度和周期，rect(t/T_P)代表宽度为T_P，中心在原点的矩形脉冲。

天线阵为直径为d的8元圆阵(天线标号记为m)，在转盘上均匀分布，转盘以ω角速度顺时针旋转，将天线所在圆均匀分为24等份，每个位置记标号为s。天线旋转到第s位置与转盘中心连线与x轴正向所成的角度为β_s(t)

${\mathrm{\&beta;}}_s\left(t\right)=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{24}(s-1)+\mathrm{\&omega;t},1\&le;s\&le;24---\left(3\right)$

假设某个目标在距离圆阵中心r₀处以径向速度v朝向圆阵中心匀速运动，与x轴正向所成的角度为θ。

天线在s位置运动时在目标运动方向上距离只与接收天线运动相关，只对接收段距离有作用。其与时间的函数为：

$\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)=\frac{d}{2}\cos [{\mathrm{\&beta;}}_s\left(t\right)-\mathrm{\&theta;}]/\mathrm{2,1}\&le;s\&le;24---\left(4\right)$

上式与接收天线运动相关，只对接收段距离有作用。对于每一个s位置，天线运动弧长对应的圆心角较小，因此Δr_s(t)对时间的导数可写为

${\left[\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)\right]}^{\&prime;}=-\frac{d}{4}\mathrm{\&omega;}\sin [{\mathrm{\&beta;}}_s\left(t\right)-\mathrm{\&theta;}]---\left(5\right)$

天线在该位置运动时，目标运动的距离与时间函数为：

R_s(t)＝r₀-Δr_s(t)-vt,1≤s≤24         (6)

令

r_s(t)＝r₀-Δr_s(t)              (7)

则(6)式可写为

R_s(t)＝r_s(t)-vt,1≤s≤24            (8)

目标回波时延为

$\mathrm{\&tau;}=\frac{{2R}_s\left(t\right)}{c+v}\&ap;\frac{{2R}_s\left(t\right)}{c},v<<c---\left(9\right)$

式中，c为光速。目标引起的回波信号为

S_r(t)＝AS(t-τ)              (10)

其中，A为回波信号幅度调制参数。

回波信号进入接收机后与本振信号混频滤波之后，得到基带信号

$\begin{array}{c}{S}_I\left(t\right)\mathrm{Aexp}\left\{2\mathrm{\&pi;}(\mathrm{\&alpha;\&tau;t}-f_0\mathrm{\&tau;}-\frac{\mathrm{\&alpha;}}{2}{\mathrm{\&tau;}}^2)\right\}\\ =\mathrm{Aexp}\left\{2\mathrm{\&pi;}\right\{2\frac{f_{0}v+\mathrm{\&alpha;}{r}_s\left(t\right)}{c}t-\frac{2\mathrm{\&alpha;v}}{c}{t}^2-\frac{{2r}_s\left(t\right)f_0}{c}\\ -\frac{2\mathrm{\&alpha;}{v}^2}{c^2}{t}^2-\frac{2\mathrm{\&alpha;}{\left[r_s\left(t\right)\right]}^2}{c^2}+\frac{4\mathrm{\&alpha;}{r}_s\left(t\right)v}{c^2}t\left\}\right\}\end{array}---\left(11\right)$

忽略较小的项则有

$S_I\left(t\right)\&ap;\mathrm{Aexp}\left\{2\mathrm{\&pi;}\right\{2\frac{f_{0}v+\mathrm{\&alpha;}{r}_s\left(t\right)}{c}t-\frac{2\mathrm{\&alpha;v}}{c}{t}^2-\frac{{2r}_s\left(t\right)f_0}{c}-\frac{2\mathrm{\&alpha;}{\left[r_s\left(t\right)\right]}^2}{c^2}\left\}\right\}---\left(12\right)$

基带信号的相位为

${\mathrm{\&phi;}}_s\left(t\right)=2\mathrm{\&pi;}\{2\frac{f_{0}v+\mathrm{\&alpha;}{r}_s\left(t\right)}{c}t-\frac{2\mathrm{\&alpha;v}}{c}{t}^2-\frac{{2r}_2\left(t\right)f_0}{c}-\frac{2\mathrm{\&alpha;}{\left[r_s\left(t\right)\right]}^2}{c^2}\}---\left(13\right)$

距离变换

对φ_s(t)求导得到

$\begin{array}{c}{f}_r\left(t\right)=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}g\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_s\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\\ =\frac{2\mathrm{\&alpha;}}{c}{r}_0+\frac{2f_0}{c}v-\frac{2\mathrm{\&alpha;}}{c}\{\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)+{\left[\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)\right]}^{\&prime;}t\}-\frac{4\mathrm{\&alpha;v}}{c}t\\ +\frac{{2f}_0}{c}{\left[\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)\right]}^{\&prime;}+\frac{4\mathrm{\&alpha;}}{c^2}[r_0-\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)]{\left[\mathrm{\&Delta;}{r}_s\left(t\right)\right]}^{\&prime;}\end{array}---\left(14\right)$

上式中的Δr_s(t)，[Δr_s(t)]′均较小，故可忽略一些项。基带信号经过第一次FFT变换得到的距离谱主要由第一项决定

$f_r\left(t\right)\&ap;\frac{2\mathrm{\&alpha;}}{c}{r}_0---\left(15\right)$

上式表明，对于基带信号A/D采样之后经过第一次FFT变换(即距离变换)，可以得到与距离信息对应的距离谱。

多普勒变换

FMICW信号将会重复发射，将每一次扫频得到的距离谱作为一行，则连续l_max个距离谱可构成一个l_max×m_max矩阵

$R=\left[\begin{array}{cccc}R\left(\mathrm{1,1}\right)& R\left(\mathrm{1,2}\right)& L& R(1,m_{\max })\\ R\left(\mathrm{2,1}\right)& R\left(\mathrm{2,2}\right)& L& R\left({2,m}_{\max }\right)\\ M& M& O& M\\ R(l_{\max },1)& R(l_{\max },2)& L& R(l_{\max },m_{\max })\end{array}\right]---\left(16\right)$

其中，m_max为最远距离元序数。

对于s位置，当天线运动到该位置，在第l个扫频周期，目标运动的距离为：

$R_s^l\left(t\right)=r_0-v(l-1)T_0,1\&le;l\&le;l_{\max }---\left(17\right)$

其中

T₀＝3T               (18)

这时，基带信号的相位为

${\mathrm{\&phi;}}_s^l\left(t\right)=2\mathrm{\&pi;}\{2\frac{f_{0}v+\mathrm{\&alpha;}{R}_s^l\left(t\right)}{c}t-\frac{2\mathrm{\&alpha;v}}{c}{t}^2-\frac{{2R}_s^l\left(t\right)f_0}{c}-\frac{2\mathrm{\&alpha;}{\left[R_s^l\left(t\right)\right]}^2}{c^2}\}---\left(19\right)$

在重复扫频周期内，忽略一些较小的相位项，连续两次扫频的基带信号的相位差为

$\mathrm{\&Delta;\&phi;}\&ap;2\mathrm{\&pi;g}\frac{2f_{0}v}{c}{T}_0---\left(20\right)$

根据这个近似，R中第l行与第1行仅仅相差一个相位因子对R的每一列再进行一次FFT变换(即多普勒变换)，可得到与速度信息对应的多普勒谱。

测向算法

对硬目标可采用MUSIC或者ESPRIT等空间谱估计算法进行方位和俯仰角估计。本发明中，利用圆阵中对称位置阵元之间的多普勒数据求和求差，相当于信号干涉，利用该性质可以得到连续分布目标的空间谱，其分辨率与等效阵列的阵元数相关，为360°÷24＝15°。具体描述如下：

信号干涉处理

假设有远场的连续目标信号，方位角为θ，以转盘圆心为参考位置，均匀圆阵的导向矢量为

A＝[a₁(ω₀) a₂(ω₀) … a_s(ω₀) … a₂₄(ω₀)]     (21)

其中，a_s(ω₀)为s位置的导向矢量：

$a_s\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)=g_s\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)\mathrm{gexp}[-j\frac{\mathrm{\&pi;d}}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\cos ({\mathrm{\&beta;}}_s-\mathrm{\&theta;})],1\&le;s\&le;24---\left(22\right)$

式中，不同位置由天线旋转引起相位变化补偿如下

${\mathrm{\&beta;}}_s=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{24}(s-1)+\frac{\mathrm{\&omega;T}}{2},1\&le;s\&le;24---\left(23\right)$

各位置接收信号属分时接收

$g_s\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& \mathrm{Mod}(s,3)=1\\ \exp (-j\frac{4\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\mathrm{vT})& \mathrm{Mod}(s,3)=2\\ \exp (-j\frac{8\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\mathrm{vT})& \mathrm{Mod}(s,3)=0\end{array}\right.---\left(24\right)$

其中，Mod(s,3)为对s进行取模运算。

第s位置等效接收到的信号为

$x\left(s\right)=\underset{i=1}{\overset{24}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_s\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)s_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)+n_s,1\&le;s\&le;24---\left(25\right)$

其中，s_i(θ)为空间信号，n_s为第s位置接收到的噪声信号。

方位相差π的两个位置接收到的多普勒谱数据干涉相加得到

$\begin{array}{c}{x}_{+}^{(s,s+12)}=x\left(s\right)+x(s+12)\\ =2\underset{i=1}{\overset{24}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_s\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)\cos \left[\frac{\mathrm{\&pi;d}}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\cos ({\mathrm{\&theta;}}_i-{\mathrm{\&beta;}}_s)\right]s_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)+n_s+n_{s+12}\\ =\underset{i=1}{\overset{24}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&psi;}}_s^i{\mathrm{gs}}_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)+n_s+n_{s+12},1\&le;s\&le;12\end{array}---\left(26\right)$

方位相差π的两个位置接收到的多普勒谱数据干涉相减得到

$\begin{array}{c}{x}_{-}^{(s,s+12)}=x\left(s\right)-x(s+12)\\ =-2j\underset{i=1}{\overset{24}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_s\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)\sin \left[\frac{\mathrm{\&pi;d}}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\cos ({\mathrm{\&theta;}}_i-{\mathrm{\&beta;}}_s)\right]s_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)+n_s-n_{s+12}\\ =\underset{i=1}{\overset{24}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&xi;}}_s^i{\mathrm{gs}}_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)+n_s-n_{s+12},1\&le;s\&le;12\end{array}---\left(27\right)$

合成孔径处理技术

通过信号干涉，可以得到新的接收信号模型：

$X=\left[\begin{array}{c}{x}_{+}^{\left(\mathrm{1,13}\right)}\\ x_{-}^{\left(\mathrm{1,13}\right)}\\ x_{+}^{\left(\mathrm{2,14}\right)}\\ x_{-}^{\left(\mathrm{2,14}\right)}\\ M\\ x_{+}^{\left(\mathrm{12,24}\right)}\\ x_{-}^{\left(\mathrm{12,24}\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\&psi;}}_1^1& {\mathrm{\&psi;}}_1^2& L& {\mathrm{\&psi;}}_1^{s_0}\\ {\mathrm{\&xi;}}_1^1& {\mathrm{\&xi;}}_1^2& L& {\mathrm{\&xi;}}_1^{s_0}\\ {\mathrm{\&psi;}}_2^1& {\mathrm{\&psi;}}_2^2& L& {\mathrm{\&psi;}}_2^{s_0}\\ {\mathrm{\&xi;}}_2^1& {\mathrm{\&xi;}}_2^2& L& {\mathrm{\&xi;}}_2^{s_0}\\ M& M& O& M\\ {\mathrm{\&psi;}}_{12}^2& {\mathrm{\&psi;}}_{12}^2& L& {\mathrm{\&psi;}}_{12}^{s_0}\\ {\mathrm{\&xi;}}_{12}^1& {\mathrm{\&xi;}}_{12}^2& L& {\mathrm{\&xi;}}_{12}^{s_0}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ s_2\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ s_3\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ s_4\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ M\\ s_{23}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ s_{24}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1+n_{13}\\ n_1-n_{13}\\ n_2+n_{14}\\ n_2-n_{14}\\ M\\ n_{12}+n_{24}\\ n_{12}-n_{24}\end{array}\right]---\left(28\right)$

写成矩阵形式

X＝ΚS+N               (29)

其中，X为阵列的接收数据矢量，N为阵列的噪声数据矢量，S为空间信号矢量，K为空间阵列的导向矢量矩阵。

可以证明，K(θ)的行向量都是相互独立的，这是这种天线具备对面目标分布进行反演的数学基础。在K(θ)满秩的情况下可以得到：

S＝Κ^-1(X-N)              (30)

对(30)式其取模去除信号初相得到连续分布目标随方位角θ的分布特征。然而K(θ)往往只能接近满秩，有时即使满秩，但其条件数较大，加上噪声和干扰的影响，无法用上式进行反演。此时需要根据问题的特征反演：一是利用广义逆反演理论；二是要利用多个快拍的数据进行相干处理，提高结果的准确度。

本发明提供了一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，适用于如岸基平台、海面浮标平台、舰船平台和一般陆地平台等多种平台。采用电小圆阵，减小了天线阵的占地面积，可实现目标方位角与俯仰角的双角度估计，可提供全方位、无模糊的方位角信息，实现了HF/VHF/UHF等频段雷达探测，尤其在高频段，其探测性能可与传统的占地数十至数百米阵列的地波雷达相当，该系统能够探测海洋表面动力学参数和海面上的低速目标，也可探测陆地和空中的软、硬目标。

Claims (7)

1.一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：包括由两个以上单极子天线组成的均匀圆阵、天线支撑转盘、汇流环、电机、雷达射频接收通道、信号干涉处理模块；各单极子天线均匀排列在天线支撑转盘上，电机控制天线支撑转盘转动，天线接收到信号后经汇流环传输到雷达射频接收通道，通过信号干涉处理模块将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方位孔径合成。

2.根据权利要求1所述的一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：

所述均匀圆阵半径为雷达发射信号波长的1/20～1/2；

所述阵列天线的数目M≥2，包括2，3，4，6，8个且均匀排列在天线支撑转盘上；

所述阵列天线为单鞭天线或环天线；

所述天线为无源天线或者有源天线；

所述天线围绕天线支撑转盘的中心轴旋转，并通过电机及其控制系统调整天线转速，转速的确定与雷达工作波形参数相关；

所述每根天线接收到的信号均通过汇流环独立传送到雷达接收系统；

雷达接收系统为传统超外差接收结构，采用一次混频高中频采样结构或射频直接采样结构。

3.根据权利要求1所述的一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：所述天线支撑转盘在电机控制下以固定转速旋转，设计合理的波形参数，即转盘转动的角频率ω与雷达工作时扫频周期T之间需要满足关系：

$\mathrm{\&omega;}=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{MTi}},i=\mathrm{1,2,3}...n$

每根天线在旋转过程中视为每个工作周期将转盘所在圆均分为K个等份，每根天线在旋转过程中每个工作周期均会经过这些等份，得到这K个位置中的任一位置的N帧数据，，N通常取为256、512、1024数值。

4.根据权利要求3所述的一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：对K个位置接收到的信号分别进行距离变换和多普勒变换，对方位相差π的两个位置接收到的多普勒谱数据进行干涉处理，得到干涉相加和干涉相减的两组干涉信号。

5.根据权利要求1-4中任意一项所述的一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：所述信号干涉处理模块将该圆阵等效为一个位于圆心、具有复数方向性响应的单鞭天线，同时通过其机械旋转实现方向图的方位扫描，提高天线阵列流型矩阵的秩，增加该天线的独立观测矢量，等效于进行了方位孔径合成。

6.根据权利要求1～4中任意一项所述的一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：进一步利用天线旋转所引入的相位信息，即天线旋转等效于增加天线阵元，由不同位置天线转动的转速引起的多普勒频移在测向算法中为附加相位，以提高目标方位估计的分辨率和准确度。

7.根据权利要求1～4中任意一项所述的一种基于旋转天线的方位合成孔径雷达系统，其特征在于：所述天线阵在使用中额外在离圆阵中心整数倍半径的距离之外增加一根或多跟辅助接收天线，以进一步提高雷达的方位角和俯仰角的分辨性能。