CN104301085A - 一种资源复用的完全重构子带分析器 - Google Patents

Abstract

一种资源复用的完全重构子带分析器，包括内插模块、2^m点符号调整模块、FIFO模块、N路乘法模块、N路加法模块、复数乘法模块、子带滤波器系数表、复数乘法系数表、2^m点FFT模块和完美滤波器因子调整模块。本发明可对硬件资源进行2^m倍复用，降低硬件资源开销，结构简单、通用，参数配置灵活，能快速对子带分析的路数、速率、带宽等技术指标进行更改，适用于多种带宽、速率的子带分析器的实现，能够广泛地应用在移动卫星通信系统、软件化处理转发器卫星系统、地面移动通信系统以及各种数据收集系统中。

Description

一种资源复用的完全重构子带分析器

技术领域

本发明涉及一种基于完全重构多相滤波结构的子带分析器，特别是一种能够对资源进行2^m倍复用的完全重构子带分析器，可应用于移动卫星通信系统、软件化处理转发器卫星系统、地面移动通信系统以及各种数据收集系统中。

背景技术

地基波束形成系统在地面形成波束，需要把星上上百个馈源接收或者发射的信号在星地之间实时传输。相比于星上波束形成系统，地基波束形成系统可以极大的提升波束形成的灵活性，卫星在轨后可以灵活、快速的增加、消除及重构点波束，以适应不同轨道位置、业务变化及新型应用；可以在地面进行自适应波束形成及波束调零等复杂信号处理；卫星与体制无关，可以非常容易的实现卫星通信系统的体制升级。

地基波束形成系统中馈源接收的信号要实时传送到地面，即星上下行馈电通道中行波管放大器(TWTA)要同时承担上百个信号的功率放大任务，此时如果地面存在干扰，则TWTA将多承担上百个信号的功率放大，这将极大的浪费星上宝贵的功率资源，甚至导致TWTA严重饱和，整个系统无法正常工作。馈源中存在的干扰信号也将会降低接收端的信号平均功率与噪声平均功率的比值(S/N)，进而降低系统的通信性能，严重时无法进行通信。基于以上原因，需要通过完全重构滤波器技术对带内干扰进行抑制，达到系统链路抗干扰的目的。

完全重构滤波器技术需要突破完全重构子带分析技术等。子带分析是从频率上将频分复接的多个信道分离出来，使不同的子带信道直接对应不同的终端业务应用，它的性能直接影响系统的应用性能。完全重构滤波器阶数一般高达五、六千阶，子带分析器若采用传统的多相分路方法将使用超过五千个的乘法器进行多相滤波，在目前的工程水平上将是无法实现的。

文献1“Efficient Wideband Channelizer for Software Radio SystemsUsing Modulated PR Filterbanks”(Wajih A.A，Gordon L.S.IEEETransactions on Signal Processing,52(10),2004,pp.2807-2820)提出了一种基于调制滤波器组的非均匀信道化滤波器的方法，由于充分利用了调制滤波器组的多相滤波结构以及电路的等价交换等性质，相对于传统的数字下变频方向，具有运算量小、硬件复杂度低等优点。该技术中所采用的分析滤波器组和综合滤波器组均是由同一个原型滤波器组经过复指数调制得到，并且满足完全重构条件。然而，所需要的原型滤波器随着信道化路数增加和滤波器阻带增益的减少而迅速增加，不利于工程实现。

文献“基于NPR调制滤波器组的动态信道化滤波”(李冰，郑瑾，葛临东,信息工程大学信息工程学院，郑州,电子学报，2007年第6期)给出了动态信道化滤波方法，以更新能量检测的方式实现动态的信道化处理，而无需改变分析滤波器组，但并未涉及具体的工程实现。

文献《近似完全重构DFT调制滤波器组的设计》熊艳平，西安电子科技大学硕士学位论文，2008，以及文献《近似重构余弦调制滤波器组的设计》胡阿丽，西安电子科技大学硕士学位论文，2007都对近似完全重构信道化的实现方法进行了介绍。但是文献中只给出了调制滤波器的设计和性能分析，并没有明确给出具体的实现结构。

发明内容

本发明解决的技术问题是：为了降低子带分析器所使用的硬件资源，提高设计效率，提供了一种资源进行2^m倍复用的完全重构子带分析器，子带分析路数越多则资源复用次数越多，降低硬件资源开销也就越多，且结构简单、通用，能快速对子带分析的路数、速率、带宽等技术指标进行更改，适用于多种带宽、速率的子带分析，极大的节省用户的发开时间，提高设计效率。

本发明的技术解决方案是：一种资源复用的完全重构子带分析器，包括内插模块、2^m点符号调整模块、FIFO模块、N路乘法模块、N路加法模块、复数乘法模块、子带滤波器系数表、复数乘法系数表、2^m点FFT模块和完美滤波器因子调整模块，其中：

内插模块：将外部输入的基带零中频数字信号的每顺序2^m个点作为一个子带，在每个子带之间插入2^m个零后送至2^m点符号调整模块，m为正整数；

2^m点符号调整模块：以2^m+1个时钟为周期，对从内插模块输入的信号中的各子带分别与符号因子(-1)^(r-1)进行相乘运算后送至FIFO模块；其中r为子带的序号，r＝0,1,2,3...,2^m+1；

FIFO模块：包括N个首尾相连的深度均为2^m的FIFO，第一个FIFO接收2^m点符号调整模块的输出信号，同时，N个FIFO每个周期都向外输出一个数据，共输出N组数据至N路乘法模块；N＝(M/2^m-1)+1，M为子带滤波器的阶数；

N路乘法模块：包括2N个乘法器，前N个乘法器将FIFO模块输出的N组数据的实部与子带滤波器系数表的每一行对应相乘后送入N路加法模块；后N个乘法器将FIFO模块输出的N组数据的虚部与子带滤波器系数表的每一行对应相乘后送入N路加法模块；

子带滤波器系数表：采用2^m行N列的矩阵AA存储子带滤波器的系数供N路乘法模块调用，矩阵AA的前2^m-1行由矩阵A的右侧补一列零得到，矩阵AA的后2^m-1行由矩阵A的左侧补一列零得到，矩阵A为2^m-1行N-1列，将子带滤波器的系数顺序截成2^m-1段，每一段的N-1个系数为矩阵A的一行；

N路加法模块：包括第一加法器和第二加法器，第一加法器将N路乘法模块的N个实部乘法结果进行相加得到实部值并送至复数乘法模块；第二加法器将N路乘法模块的N个虚部乘法结果进行相加得到虚部值并送至复数乘法模块；

复数乘法模块：将N路加法模块输出的实部值和虚部值组成复数，并与复数乘法系数表中存储的复数因子按照子带的序号进行复数乘法运算并将运算结果送至2^m点FFT模块；

复数乘法系数表：存储复数因子的实部和虚部供复数乘法模块调用；

2^m点FFT模块：以串行输入、串行输出的方式，对复数乘法模块输入的信号进行2^m点复数FFT并送至完美滤波器因子调整模块；

完美滤波器因子调整模块：将常量和与k有关的变量进行相乘，作为重构子带滤波器的系数，其中k＝0,1,…,2^m-1；将k等于0,1,…,2^m-1时重构子带滤波器的系数与2^m点FFT模块输出的第1,2,…,2^m个值对应相乘后向外部输出。

本发明与现有技术相比的优点在于：本发明是在标准的子带分析器的基础上，构建了一种对资源进行2^m倍复用的完全重构子带分析器，子带分析路数越多则资源复用次数越多，降低硬件资源开销越多，本发明的优势就越明显。本发明中只需要1个2^m点符号调整模块，而不需要对每个支路单独进行调整，并且多个支路的滤波可同时进行；另外，N个FIFO的结构也可快速将宽带信号划分成窄带信号，并且仅需根据M阶的子带滤波器系数以及子带分析的路数等，就能对FIFO的个数N及其深度等技术指标快速进行更改，而不需要再更改本发明中的其他参数，因此本发明适用于多种带宽、速率的子带分析，极大的节省用户的发开时间，提高设计效率。

附图说明

图1为标准子带分析器的实现结构图；

图2为本发明资源复用完全重构子带分析器的实现结构图；

图3为本发明完全重构子带的划分方式示意图；

图4为本发明完全重构实现示意图；

图5为本发明内插模块数据处理过程示意图；

图6为本发明2^m点符号调整模块数据处理过程示意图；

图7为本发明子带滤波器矩阵示意图；

图8为本发明复数乘法系数表存储结构示意图；

图9为本发明子带分析器输出信号格式示意图。

具体实施方式

在标准的子带分析器的多相结构中，如图1所示，D代表分路的路数，K代表降速的倍数。如果要进行2^m路分路，则需要有2^m个多相支路，每个支路要独立进行符号调整、多相支路滤波和复数乘法，每个多相支路分析滤波器的阶数为：子带滤波器阶数/2^m，标准结构共需要2^m个符号调整模块，2^m个多相支路滤波模块和2^m个复数乘法模块，本发明提出的实现结构能够对资源进行2^m倍复用，仅需要1个符号调整模块，1个多相支路滤波模块(由N路乘法模块和加法模块组成)和1个复数乘法模块即可完成标准子带分析器结构完成的功能。

如图2所示，为本发明子带分析器的组成结构图，主要包括内插模块，2^m点符号调整模块、N个首尾相连的FIFO组成的FIFO模块、N路乘法模块、N路加法模块、复数乘法模块、子带滤波器系数表、复数乘法系数表、2^m点FFT模块和完美滤波器因子调整模块。

(1)首先根据系统的输入条件确定系统的工作时钟和FIFO的存储深度，然后根据子带分析器的滤波器阶数确定实现结构中的FIFO的个数N；

系统设计输入条件：

a)子带分析的路数2^m，m＝1，2，3，...；

b)系统处理总带宽B：子带间隔*2^m；

c)输入信号中频：基带零中频；

d)子带滤波器的阶数M：需为2^m的整数倍；

其中，子带分析器将如图3(a)的宽带信号分解为如图3(b)所示，如图4所示，若再经过完全重构的子带综合器，可将信号合成为如图3(a)所示。根据完全重构基本理论，完全重构的2^m个子带相互交叠，子带间隔为B/2^m(B为系统处理总带宽)，这一点不同于传统附带一定保护间隔的子带分析的划分方式。

所谓子带分析，就是指它一个输入多个输出，即将输入信号进行子带分解，把宽带信号分解成占有不同频带的窄带信号，子带的分解可通过一个分析滤波器组实现。对于一个给定信号，当经过分析器后，再进行抽取、编码、传输等一系列处理并恢复和重构，若其幅度与相位均无失真，则可称为对该信号的完全重构。

根据输入条件得到系统工作参数：

a)N：(子带滤波器阶数/2^m-1)+1，m＝1，2，3，...；

b)系统工作时钟：子带间隔*2^m+1；

c)FIFO存储深度：2^m

d)FIFO个数：N

本发明中提到的子带滤波器系数，是通过通用方法生成，在此与上文相同，假设其阶数为M；另外，N个FIFO主要用来将输入的一路串行信号同时分成多个支路信号，FIFO的深度即为支路的个数，FIFO的个数N可通过子带滤波器的阶数得到。本发明中系统的工作时钟，可根据要划分的子带带宽即子带间隔得到。根据子带间隔*2^m+1算出来的时钟速率，只要FPGA能跑到即可，除此之外再没有什么特殊要求。

(2)输入数据通过内插模块，即每隔2^m个点，插入2^m个零，实现2^m倍抽取，2^m-1倍降速，如图5所示，将传统多相分路结构的处理速度提高一倍。

(3)通过2^m点符号调整模块完成以2^m+1个时钟为周期的乘+1或乘-1算法，完成输入信号与符号因子(-1)^(r-1)的相乘，输出信号变为：第一组2^m个数值与-1相乘，2^m个零，第二组2^m个数值与1相乘，2^m个零，第三组2^m个数值与-1相乘，2^m个零，…，依次循环。其中r代表子带号即数值编号。本发明中把传统多相分路结构中多相支路滤波器前的符号因子(-1)^(r-1)调整到抽取之前进行，简化了实现结构，如图6所示。

(4)通过FIFO模块完成输入信号的2^m次抽取，且首尾相连的结构确保后续模块可以以简单的结构快速的进行2^m倍资源复用。FIFO模块将N个深度为2^m的FIFO首尾串连起来，第1个FIFO的输出接到第2个FIFO的输入，第2个FIFO的输出接到第3个FIFO的输入，依次类推。与此同时，N个FIFO每个周期都向外输出一个数据，共输出N组数据。

(5)通过N路乘法模块分为两部分，分别对从FIFO输出的N路数据的实部和虚部分别进行运算，相乘的系数由子带滤波器系数表给出，计算完成后，分别输出N个实部的结果和N个虚部的结果。

子带滤波器系数表用来存储子带分析滤波器的系数。子带滤波器系数表为矩阵形式，根据资源复用的倍数2^m，将M阶的子带滤波器系数分为2^m组，每组为N个系数，其中N＝(M/2^m-1)+1。

实现时，首先将M阶子带滤波器系数排列成2^m-1组，每组N-1个系数，截取方式采用顺序截取，即第1到第(N-1)个为一组，第N到第(2N-2)个为一组，以此类推，则构成一个2^m-1*(N-1)的矩阵A；2，在矩阵A的末尾补一列零，构成一个的矩阵A1，作为第1到第2^m-1路的系数；3，在矩阵A前补一列零，构成一个2^m-1*N的矩阵A2，作为第(2^m-1+1)到第2^m路的系数；4，两部分系数共同组成子带分析滤波器组的系数(矩阵AA)，如图7所示。子带滤波器的系数矩阵在与上文提到的N个深度为2^m的FIFO的输出作运算时，FIFO输出数值的实部和虚部分别以相同的规则与系数表中的系数进行运算。此处以实部为例，运算规则为：第一个时钟周期时，每个FIFO会分别输出1个数值，共输出N个数值，这N个数值分别与系数表中的第一行相乘，即第一个FIFO的输出与AA的第(1,1)个元素相乘，第二个FIFO的输出与AA的第(1,2)个元素相乘，第N个FIFO的输出与AA的第(1,N)个元素相乘；第二个时钟周期时，N个FIFO输出的N个数值与AA矩阵的第二行相乘，第2^m个(因为当第2^m个时钟周期时，相当于将整个系数表共2^m行遍历了一遍，而2^m个时钟周期时乘的是矩阵AA(而不是A)的最后一行，即第2^m行)时钟周期时，N个FIFO输出的N个数值与AA矩阵的第2^m行相乘，第2^m+1个时钟周期时，N个FIFO输出的N个数值与矩阵AA的第1行相乘，依次循环。

(6)通过N路加法模块分别对输入的N路实部数据和N路虚部数据求和，求和结果分别输出。

(7)复数乘法模块完成对输入数据进行复数因子的修正，通过复数乘法系数表存储复数因子的实部和虚部。

每个时钟周期内相乘的N个结果，相加可分别得到一个实部值和一个虚部值(也即N路加法模块的输出)，并组成一个复数再与复数乘法系数表中的系数进行运算。由于是复数乘法，因此该复数的实部与虚部需分别与复数系数表中的复系数的实部和虚部进行运算。运算时，第一个时钟周期内输出的N个值相加的结果与第一个复系数相乘，第二个时钟周期内输出的N个值相加的结果与第二个复系数相乘，第2^m个时钟周期内输出的N个值相加的结果与第2^m个复系数相乘，第2^m+1个时钟周期内输出的N个值相加的结果与第1个复系数相乘，依次循环，复数系数的存储结构如图8所示。实部和虚部中的数字代表Ram对应的地址，即子带号r。

(8)通过2^m点FFT变换模块完成2^m点复数FFT。此模块为串行输入，串行输出，根据FFT输出数据格式，本发明子带分析器输出信号格式如图9所示，2^m个子带信号以2^m为周期输出，每个周期输出一个子带信号的一个数据。

(9)通过完美滤波因子调整模块，与重构子带滤波器的一部分系数相乘，该系数可分解为常数和与k有关的共同构成2^m路的完全重构子带分析器实现结构，其中，k＝0,1,…,2^m-1，因此调整模块共有2^m个值，当k＝0时，调整因子输出第1个值，并与FFT输出的第1个结果相乘，当k＝1时，调整因子输出第2个值，并与FFT输出的第2个结果相乘，当k＝2^m-1时，调整因子输出第2^m个值，并与FFT输出的第2^m个结果相乘，之后k再次从0向2^m-1循环，其结果分别与FFT的结果对应相乘。

本发明中，内插模块是将输入信号的速率提高一倍，已完成后续的2^m倍抽取，2^m-1倍降速；FIFO模块主要实现将一路信号进行2^m倍抽取，并分多路同时输出；N路乘法、N路加法以及子带滤波器系数表和FFT共同完成了对多个支路同时进行的子带滤波。本发明将子带滤波放在了抽取之后，使大量的运算在低采样率下进行，同时也使多个支路的系数减少，也减少了运算量，最后，由于采用了FFT的相关快速算法，同样减少了大量的运算，因此本发明的运算效率有很大提高，实时性明显增强，同时，在针对不同的要求，当子带滤波器的阶数以及子带分析的路数有所改变时，只需调整个别参数和更换系数就可以实现，具有较好的可实现性。

本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。

Claims (1)

1.一种资源复用的完全重构子带分析器，其特征在于：包括内插模块、2^m点符号调整模块、FIFO模块、N路乘法模块、N路加法模块、复数乘法模块、子带滤波器系数表、复数乘法系数表、2^m点FFT模块和完美滤波器因子调整模块，其中：

内插模块：将外部输入的基带零中频数字信号的每顺序2^m个点作为一个子带，在每个子带之间插入2^m个零后送至2^m点符号调整模块，m为正整数；

2^m点符号调整模块：以2^m+1个时钟为周期，对从内插模块输入的信号中的各子带分别与符号因子(-1)^(r-1)进行相乘运算后送至FIFO模块；其中r为子带的序号，r＝0,1,2,3...,2^m+1；

FIFO模块：包括N个首尾相连的深度均为2^m的FIFO，第一个FIFO接收2^m点符号调整模块的输出信号，同时，N个FIFO每个周期都向外输出一个数据，共输出N组数据至N路乘法模块；N＝(M/2^m-1)+1，M为子带滤波器的阶数；

N路乘法模块：包括2N个乘法器，前N个乘法器将FIFO模块输出的N组数据的实部与子带滤波器系数表的每一行对应相乘后送入N路加法模块；后N个乘法器将FIFO模块输出的N组数据的虚部与子带滤波器系数表的每一行对应相乘后送入N路加法模块；

子带滤波器系数表：采用2^m行N列的矩阵AA存储子带滤波器的系数供N路乘法模块调用，矩阵AA的前2^m-1行由矩阵A的右侧补一列零得到，矩阵AA的后2^m-1行由矩阵A的左侧补一列零得到，矩阵A为2^m-1行N-1列，将子带滤波器的系数顺序截成2^m-1段，每一段的N-1个系数为矩阵A的一行；

N路加法模块：包括第一加法器和第二加法器，第一加法器将N路乘法模块的N个实部乘法结果进行相加得到实部值并送至复数乘法模块；第二加法器将N路乘法模块的N个虚部乘法结果进行相加得到虚部值并送至复数乘法模块；

复数乘法模块：将N路加法模块输出的实部值和虚部值组成复数，并与复数乘法系数表中存储的复数因子按照子带的序号进行复数乘法运算并将运算结果送至2^m点FFT模块；

复数乘法系数表：存储复数因子的实部和虚部供复数乘法模块调用；

2^m点FFT模块：以串行输入、串行输出的方式，对复数乘法模块输入的信号进行2^m点复数FFT并送至完美滤波器因子调整模块；

完美滤波器因子调整模块：将常量和与k有关的变量进行相乘，作为重构子带滤波器的系数，其中k＝0,1,…,2^m-1；将k等于0,1,…,2^m-1时重构子带滤波器的系数与2^m点FFT模块输出的第1,2,…,2^m个值对应相乘后向外部输出。