CN104247236A - 多相转换器 - Google Patents

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Abstract

具有多个电相（11至16）的多相转换器（10），所述相分别可以通过开关装置（21至26）来操控，其中设置至少一个耦合装置（31至38）用于将一个相与另一相耦合，其中对于每个相设置两个线匝。

Description

多相转换器
技术领域
本发明涉及多相转换器。
背景技术
也可以称为直流电压转换器或DC/DC转换器的功率转换器被构造用于将在输入端处的直流电压转换成具有其他电压水平的直流电压。这种功率转换器也可以被构造为具有所耦合的电感的多相转换器。所耦合的多相转换器包括多个相，其中每个相通过电流流经的导体引导，所述多个相通过磁性耦合装置相互耦合。但是通过每个相产生的、由磁性耦合引起的电流波纹可能影响多相转换器的运行，因此应该彼此适当地布置各个导体的片段，以便例如避免电磁兼容性的缺点。
出版物WO2012/028558 A1描述了一种多相转换器，其中相的干扰性相互影响通过将至少六个相中的一个相与至少三个其他相磁性反向地耦合被最小化并且磁通量的大部分被补偿。待耦合的相在此被选择为使得可以实现最佳的补偿。这通过相的反向电流分布图来实现。在此情况下目的是，磁性地耦合所述相，使得结果得到的磁场由于耦合的相被最小化。在此，使用铁氧体磁芯用于耦合磁通量，以便从材料的高磁导率得到好处。在这里所建议的耦合情况下，相可以按顺序和彼此无关地被操控。
从出版物DE 10 2010 040 202 A1中已知具有多个相的多相转换器，所述多个相分别可以通过开关装置来操控。在此，设置耦合装置，用于将相中的至少一个与至少三个其他相磁性耦合。
出版物DE 10 2010 040 222 A1描述了用于多个电相的多相转换器，所述多个电相可以分别通过开关装置操控。在此，设置耦合装置，所述耦合装置将至少一个第一相与至少一个第二相磁性耦合，其中至少两个相在空间上在一个层面中走向。
在出版物DE 10 2010 040 205 A1中描述了一种类似的多相转换器。在该多相转换器情况下，设置至少两个耦合装置，其中两个耦合装置中的至少一个具有比另一个耦合装置小的电感。
因此，已知具有所耦合的电感的不同构思，但是所述构思至少部分地具有不同缺点，下面示例性地列出其中的几个。因此太高的耦合导致EMV问题。太复杂的结构引起高的制造成本。如果在空间上分离地存在相始端和相末端，则这导致由导体环引起的EMV缺点和效率缺点。此外，在空转中的高磁芯损耗在最小负载时引起差的效率。太平坦的结构需要太大的结构空间。此外，对软磁材料的高体积需求引起高成本。
要注意的是，在功率电子设备中存在DC/DC转换器拓扑结构，其中明显地对于功能需要漏磁通量。尤其是具有所耦合的电感的转换器属于此。在诸如电铃变压器、电焊变压器、前联变压器等的特定漏磁场变压器中，漏磁通量被用于防短路和从而用于调节电流。该附加的漏磁通量可以在小的范围中由在铁氧体磁芯中的铜绕组的类型和/或实施影响。
在该小的附加可行的漏电感不足够的情况下，必须将例如具有构件的附加电感装配到电流路径中。这除了附加的结构空间之外还导致附加的构件成本和损耗功率。
例如由WO 2009/114873 A1已知另一多相转换器。其中所述的DC/DC转换器包括具有非线性电感性电阻的线圈、开关系统和输出滤波器。在此，相邻的相彼此耦合。
由EP 1 145 416 B1已经知道一种用于变换电能的变换器。因此这里建议，可以通过使用耦合的电感减小节流阀大小。在此情况下应该如此确定所耦合的节流阀的尺寸，使得子分支的负载电流相互补偿并且不导致节流阀的磁性载荷。只有在各个子分支之间的差电流于是导致磁场。
由US 2009/0179723 A1已经知道一种DC/DC转换器，其中可以通过两个要磁耦合的相的有针对性地选择的间距调整漏电感。
发明内容
以此为背景提出具有权利要求1的特征的多相转换器和耦合构思。本发明的其他构型从从属权利要求和说明书得出。
因此提出耦合构思，所述耦合构思针对汽车高功率转换器的要求在结构空间、成本和效率方面得以优化。
重要的是，相利用耦合装置被磁耦合，其中每个耦合装置分别耦合至少两个相，其中每个相分别包括至少两个线匝。
多相转换器可以被构成为使得通过有针对性地引入漏磁通量稍微减少相的耦合，由此可以实现损耗功率的减小和从而实现效率的升高。由此也可以进一步减少干扰。这通过用于影响漏磁通量的装置实现，所述装置布置在要耦合的相的至少两个相之间。该解决方案无附加结构空间也行并且从而是节省空间的。
要注意的是，所提出的多相转换器可以针对多个相被构造。因此可以设置两个、三个、四个、五个、六个或更多相。在此给每个相分配至少两个线匝。
特别适宜地，用于影响漏磁通量的装置以引导磁通的方式与耦合装置连接。因此，该功能性可能已经在制造耦合装置时被集成，例如通过直接在制造过程中将铁氧体磁芯压制成耦合装置。
在适宜的改进方案中规定，用于影响漏磁通量的装置在中部布置在两个要耦合的相之间。特别适宜的是，用于影响漏磁通量的装置被构造为矩形的或拱顶形。在一种适宜的改进方案中规定，用于影响漏磁通量的装置仅在一侧与耦合装置连接。该变型方案可以特别简单地完成，因为用于影响漏磁通量的装置是耦合装置的部分并且由相同的材料组成。
在一种适宜的改进方案中规定，在用于影响漏磁通量的装置和耦合装置之间设置间隙、优选地空隙，其优选地在1mm、特别优选地在0.3至0.5mm之间的数量级上。该大小避免超过一定容差带的不期望的饱和效应。
在一种适宜的改进方案中规定，至少一个相被实施为圆导线。由此漏磁通量提高并且可以进一步减少干扰。
在一种适宜的改进方案中规定，第一相基本上具有平的、U形走向，而第二相具有基本上矩形的平的走向。这些如此构造的相可以由耦合装置、优选商业上常见的铁氧体磁芯包围。由此，以非常简单的方式在矩阵形结构的支持下实现相的期望的耦合。
可以设置多个相、例如两个至五个相。在此，耦合装置分别将一个相与恰好另一相耦合、与两个相耦合、与三个相耦合或与更多个相耦合。适宜的是，各个相还可以彼此无关地被控制。在此给每个相分配至少两个线匝。
在特别适宜的改进方案中规定，设置恰好六个相，其中耦合装置将六个相中的每一个与六个相中的三个其他相磁耦合。在这种方式的耦合情况下，一方面保证，各个相还可以彼此无关地被控制。此外可以基于相的更强联网而提高多相转换器的失效安全性。
在一种适宜的改进方案中规定，耦合装置包括至少两个部分，其中一个部分具有U形、O形、I形或E形横断面。通过这种结构，要耦合的相可以特别简单地通过耦合装置围绕。在一种适宜的改进方案中规定，在两个部分之间设置间隙、优选空隙。通过这种方式可以特别简单地影响电感。在一种适宜的改进方案中规定，多个由至少两个部分组成的耦合装置具有至少一个共同的部分，优选金属板。从而可以使安装变得容易，因为可以在仅一个步骤中通过放置板而封闭整个耦合装置。
在一种适宜的改进方案中规定，设置至少两个、尤其是三个耦合装置，以便将所述相之一与两个其他相磁耦合，其中两个耦合装置中的至少一个具有比另一耦合装置小的电感。通过有针对性地选择耦合装置的电感，可以影响和优化不同的方面。一方面，电感影响损耗功率并且从而也影响耦合装置中的放热。电感的减小也使损耗功率减小。此外，较小的电感可以用作饱和保护。由此，具有较小电感的耦合装置在较高电流情况下较晚地才饱和，使得多相转换器在故障情况下还可以较长地在稳定的运行状态下被运行。另一方面，高电感减小电流波动，也即电流的波纹。因此可以通过选择适当的电感优化损耗分布、饱和特性和电流波纹。
在一种适宜的改进方案中规定，将一个相与基本上移相大约180°地被操控的相进行耦合的耦合装置具有比其他耦合装置中的至少一个耦合装置小的电感。由此，这些一般更强地被加负荷的耦合装置在损耗方面可以被减小，使得也实现较小的放热。
本发明的其他优点和构型从对附图的描述中得出。
可以理解，前述的和下面还要阐述的特征不仅可以以分别说明的组合方式、而且也可以以其他组合方式或者单独地被使用，而不偏离本发明的范围。
附图说明
图1示出将相彼此耦合的耦合元件。
图2以侧视图示出耦合元件。
图3示出耦合构思。
图4示出另外的耦合元件。
图5示出电路装置。
图6示出相的相应耦合的示意图。
图7示出在根据图5的实施例情况下的操控和电流变化曲线。
图8示出具有两个所耦合的相的耦合装置的剖面。
图9以俯视图示出在具有九个耦合装置的矩阵型结构情况下沿着在图4中表明的线A的剖面。
图10示出在一种可替换实施例中具有两个所耦合的相的、具有用于影响漏磁通量的装置的耦合装置的剖面。
图11示出具有空隙和用于影响漏磁通量的装置的耦合装置的可替换实施例。
图12示出在另一可替换实施例中具有两个所耦合的相的、具有用于影响漏磁通量的拱顶形装置的耦合装置的剖面。
图13示出在另一可替换实施例中具有两个所耦合的相、具有用于影响漏磁通量的矩形装置的耦合装置的剖面。
图14示出在另一可替换实施例中具有两个所耦合的相、具有用于影响漏磁通量的矩形装置的耦合装置的剖面，其中第一和第二相总是交替地布置。
图15示出在另一可替换实施例中具有两个实施为圆导线的所耦合的相的、具有用于影响漏磁通量的装置的耦合装置的剖面。
具体实施方式
本发明根据实施方式在附图中示意性示出并且下面参照附图详细地予以描述。
这些图示出具有可调整漏磁通量的所耦合电感的4相系统的紧凑的和平整的结构。
在该系统中，对于每个耦合元件或磁芯而言，分别两个相彼此耦合。在四个磁芯中，因此每个相与其（时间上的）前任者和后继者磁耦合。通过具有每相分别两个线匝的实施，明显减小磁芯横断面的磁性调制。这又导致明显较小的磁芯损耗并且从而导致较小的冷却耗费。
由于在耦合的系统中在主磁通路径中不需要空隙的事实，也可以利用两个线匝实现大的电感值。通过升高的电感，每个磁芯可以被配备空隙作为饱和保护。
相对于具有仅一个线匝的实施，可以作为在相之间的非对称性/负载分布被容忍的电流加倍。附加的桥接片用于引入期望的漏磁通量。这可以在制造中通过研磨空隙来进行。该结构简单地构成，使得冲压件或弯件可以被放入到下磁芯半部中并且利用相同的第二磁芯半部从上面被封闭。取消附加的缠绕技术。
如果可供使用的结构空间不允许平整的扩展，则也可以将2x2矩阵翻折成窄的和更紧凑的结构。
由此得出具有高功率和效率的汽车低压转换器的多个优点：
1）通过小的铜电阻引起的高效率，
2）低静止损耗和由此在最低负载情况下的高效率，
3）通过耦合引起的高动态性，
4）可简单匹配的漏磁通量和由此对负载要求的可优化的EMV特性，
5）小导体环，因为每个相可以直接在那里从磁芯被引出，其中每个相也被纯粹引导。由此，每个相可以直接在开关单元处以电容器端接，这对于EMV是有利的。
图1示出耦合装置100、102、104和106，所述耦合装置分别相互耦合两个相，其中每个相包括两个线匝。
图2示出具有第一线匝110、第二线匝112、第三线匝114和第四线匝116的耦合装置102。第一线匝110和第二线匝112构成第一相，第三线匝114和第四线匝116构成第二相。这两个相在耦合装置104中彼此磁耦合。
该耦合在图3中再次加以说明。重要的是，相的线匝可以并排地和相叠地布置。此外可以看出构成一相的线匝120和122和构成一相的线匝130和132。
图4示出耦合装置150、152、154和156的另一图示，这些耦合装置分别耦合两个相，这两个相分别包括两个线匝。
多相转换器10的结构根据图5在电路技术上示出。这里示例性描述的多相转换器10由六个相11至16组成。相11至16中的每一个可以单独地经由相应的开关装置21至26操控，所述开关装置分别由高端开关和低端开关组成。相11至16的每个电流由于与三个其他相的磁耦合而流经三个电感Lxx，其中相应的耦合装置31至39引起所述电感。第一耦合装置31将第一相11与第二相12磁耦合，使得对于第一相11得出电感L12，对于第二相12得出电感L21。第六耦合装置36将第一相11与第六相16磁耦合，使得对于第一相11得出电感L16，对于第六相16得出电感L61。第七耦合装置37将第一相11与第四相14磁耦合，使得对于第一相11得出电感L14，对于第六相16得出电感L41。第二耦合装置32将第二相12与第三相13磁耦合，使得对于第二相12得出电感L23，对于第三相13得出电感L32。第九耦合装置39将第二相12与第五相15磁耦合，使得对于第二相12得出电感L25，对于第五相15得出电感L52。第三耦合装置33将第三相13与第四相14磁耦合，使得对于第三相13得出电感L34，对于第四相14得出电感L43。第八耦合装置38将第三相13与第六相16磁耦合，使得对于第三相13得出电感L36，对于第六相16得出电感L63。第四耦合装置34将第四相14与第五相15磁耦合，使得对于第四相14得出电感L45，对于第五相15得出电感L54。第五耦合装置35将第五相15与第六相16磁耦合，使得对于第五相15得出电感L56，对于第六相16得出电感L65。
输入电流IE分布到六个相11至16上。在输入端处，电容器作为滤波装置被接地。相11至16的输出端在共同的相加点处聚集在一起并且借助于为未详细示出的电容器作为滤波装置接地。于是在共同的输出侧的相加点施加输出电流IA。分别相互耦合的电感Lxx以不同的绕向彼此取向，如通过图1中的相应点表明的。
在此情况下，对于每个相设置至少两个线匝或绕组。
在图6中系统地示出，六个相11至16如何通过相应的耦合装置31至39相互耦合。如已经结合图1所述的，不仅相邻的相相互耦合，而且附加地偏移180度的相也相互耦合。在时间上直接在先或随后地被操控、也就是其接通时刻在时间上直接在前或在后的这种相被理解为相邻的相。在实施例中，将相11至16的名称选择为使得相11至16根据编号相继地被操控，也就是按顺序（说明对应于相的附图标记）：11-12-13-14-15-16-11等，分别移相60度或T/6(360度/相数)，其中T表示操控循环的周期持续时间。该顺序也在图2和图7中示出。也就是说，对于不同相11至16的起始时刻分别被移相60度或者在时间上分别推移T/6。在图7中，也就是说相应的相在持续时间T/6之后又被关断（PWM比为1/6）。根据期望的电压比，可以更早或更晚地、直至持续时间-开Te为止进行该关断，根据期望的PWM信号（关于周期持续时间T，在0%（持续时间-关，Te=0））和100%（持续时间-开，Te=T）之间）进行。
根据图7的图表示出用于相应的相11至16的相应开关装置21至26的操控信号52的时间变化曲线以及在相11至16中的电流变化曲线。开关装置21至26对所属的相11至16相继地通电分别达周期持续时间T的六分之一，例如通过PWM信号，并且接着处于空转。各个相11至16的由此结果得出的电流变化曲线在其下示例性地示出。操控信号52的周期持续时间T例如处于0.01ms的数量级。用于不同的相11至16的起始时刻分别被移相60度或者在时间上偏移T/6。具有第二开关装置22的相应操控信号52的第二相12的起始时刻处于t=0处并且在1/6 T之后又（根据所期望的PWM比）被关断。与第二相12相邻的第三相13的起始时刻处于T/6处，第四相14的起始时刻处于2T/6处等等。虽然在图7中相应的相在Ｔ/6之后又被关断（PWM比为1/6）。但是，根据期望的电压比可以更早或更晚地、直至持续时间-开为止进行该关断，根据期望的PWM信号（在0%（持续时间-关）与100%（持续时间-开）之间）进行。也就是说，也可以在确定的时刻对多个相11至16同时通电，如果这要求期望的电压比的话。但是起始时刻在时间上偏移。
图8示例性地根据第一耦合装置31示出耦合装置31-39的结构，所述第一耦合装置将第一相11和第二相12磁耦合。第一耦合装置31由基本上E形的第一部分44和板形的第二部分43组成，它们构成线圈磁芯。具有E形横断面的第一部分44的外部柱的长度都相同，使得所述外部柱通过板形的（I形横断面）第二部分43可以无空隙地例如通过粘接被封闭。在耦合装置31的E形部分44的中间柱和外部柱之间分别布置用于影响漏磁通量的装置81。该装置是第一部分44的部分并且同样被构造为矩形的并且以与外部柱相同的方式取向。但是，用于影响漏磁通量的装置81稍短于外部柱，使得在被放置的状态下相对于第二部分43形成空隙96。在第一部分44的左侧外部柱与用于影响漏磁通量的装置81之间布置第二相12，在装置81与中间柱之间以相反的电流通过布置第一相11。第一相11位于中间柱的另一侧与用于影响漏磁通量的另一装置81之间。在另一装置81与第一部分44的右侧外部柱之间以相反的电流通过布置第二相12。第一部分44的外部柱在俯视图中具有面积A1。第一部分44的中间柱在俯视图中优选地具有面积2*A1。用于影响漏磁通量81的装置81的柱具有面积A2。出于简单制造的原因，耦合装置31至39如所述那样分别由两个部分43、44构建。外部柱和中间柱如此与第二部分43连接，使得磁路被闭合。因此，仅允许例如在大约10μm数量级的小间隙。为了装置81构建期望的漏磁通量，在该实施例中选择在被放置状态下在该装置的末端与第二部分43之间的空隙96处在1mm、优选在0.3和0.5mm之间的数量级。空隙96也取决于用于影响漏磁通量的装置81的几何形状，尤其是取决于面积A2。在面积A1为大约100mm2并且面积A2同样为100mm2情况下，保持空隙96的上面说明的范围。
在图9中现在示意性地描绘在图6中所示的构思的矩阵形空间结构。如已经结合图1所述的，将每个相11至16与三个其他相磁耦合。为此，例如对于第一相11，设置三个单独的耦合装置31、36、37。第一耦合装置31将第一相11与第二相12磁耦合。第六耦合装置36将第一相11与第六相16磁耦合。第七耦合装置37将第一相11与第四相14耦合。优选的耦合原理和耦合装置31已经结合图4被描述。九个单独的耦合装置31至39优选地被构造为平面的线圈磁芯，例如铁氧体磁芯，其分别具有两个空腔。在耦合装置31至39的这些空腔中，两个要耦合的相的两个导体或相片段（与用于影响漏磁通量的装置81至89在空间上分离地）分别被围绕，所述两个要耦合的相在这些片段中具有不同的电流方向。空腔接纳要耦合的两个相（11，12）。但是所述空腔也可以用非铁磁材料至少部分地填充。
在根据图9的俯视图中可以看出，相11至16仅具有两种形状。第一、第三和第五相11、13、15被构造为U形的。第二、第四和第六相12、14、16被构造为曲折形的。在该实施例中，相可以被构造为绝缘的挠性圆导体，其在耦合装置31至39内布置在相同的层面中。
示范性地，用于影响漏磁通量的装置80至89具有不同的形状。在图10左侧示出的实施具有两个拱顶形的结构，所述结构布置在相11、12之间。拱顶形的结构80从两侧在相11和12之间凸出，但是不碰触。用于影响漏磁通量的装置80的末端彼此相间隔地布置，使得磁回路虽然不闭合，但是漏磁通量朝向末端偏转。拱顶形的结构是第二部分44的组成部分。
根据图10的用于影响漏磁通量的装置80的右侧结构具有矩形的横断面，布置在两个相11、12之间并且是第二部分44的组成部分。用于影响漏磁通量的装置80的末端在朝向第二部分44的中间柱的方向上取向，而不碰触所述中间柱。由此不出现主磁通量。更确切地说，漏磁通量有针对性地通过装置80引导，并且可以通过至第二部分44的中间柱的间隔或空隙有针对性地被影响。
通过第一耦合装置31，现在第一相11和第二相12彼此磁耦合。通过所表明的反并联的电流引导，实现将结果得到的磁场保持得尽可能小，使得耦合装置31的大小可以被最小化。此外，在第一相11和第二相12之间分别设置绝缘部45用于将两个相11、12彼此电分离并且分别与耦合装置31分离。
根据图11的实施例与根据图10的实施例不同之处在于，E形的第一部分44的中间柱在通向第二部分43的方向上具有空隙64。用于影响漏磁通量的装置80被实施为板形的并且布置在相11、12之间。在该实施例中，用于影响漏磁通量的装置80的末端分别在第二部分44的中间柱的方向上取向，而不碰触该中间柱。
根据图12至14的实施例与之前的实施例不同之处尤其在于相11、12的布置。要耦合的相11、12分别并排布置并且被构造为带形的。在图12情况下，用于影响漏磁通量的装置80被构造为拱顶形的。此外，第一相11的两个片段通过第二部分44的中间柱分离，也即彼此相邻地布置。
根据图9的实施例与根据图8的实施例不同之处仅在于用于影响漏磁通量的装置80的板形构型。
根据图9的实施例与根据图8的实施例不同之处在于，现在第一和第二相11、12总是交替地布置。
根据图11的实施例与根据图9的实施例不同之处在于，相11、12被实施为圆导体。
实施例的描述
所述的实施例如下更详细地阐述的那样工作。具有高功率而无特殊绝缘要求的多相转换器10或DC/DC转换器优选地可以以多相装置实现。由此，例如高度为300A的高输入电流IE分布到高度分别为50A的不同的六个相11至16上。通过接着将各个电流叠加成输出电流IA，可以实现较小的交流电流分量。于是结果为，根据图5的例如被绘为电容器的相应的输入滤波器或输出滤波器可以相应地小。对相11至16的操控顺序地、也即相继地进行，使得接通时刻分别移相60度（或者在时间上移相T/6）（在所述的六相系统情况下），如这在图11中已经更详细地示出的那样。根据期望的电压比，相应的相11至16以不同的持续时间被通电。开关装置21至26的相应的高端开关为此被闭合。如果开关装置21至26的相应的低端开关被闭合，则相11至16不被通电。可替换地，也可以将这样的相11至16看作是相邻的，其关断时刻直接在前或在后。于是，相应的接通点可能会可变地根据期望的PWM信号被选择。
现在分别将相11与至少三个其他相12、14、16彼此磁耦合，而且以以下方式彼此磁耦合，即各个相的直流分量分别通过其他相尽可能强烈地被补偿。由此，结果得出的磁场减小，使得耦合装置31至39或磁性回路的设计仅仍须基本上根据由交流分量产生的磁场进行。由此，耦合装置31至39（例如线圈磁芯）可以相应小地被确定尺寸，这导致耦合材料、物质和成本的显著节省。尤其是结构空间可以由此强烈地减小。
除了两个鉴于操控（接通时刻或关断时刻）相邻的相之外，现在优选地将第三要耦合的相选择为，使得该相的干扰性相互影响被最小化。如此进行选择，使得实现直流电流分量的最佳补偿。在此情况下得出，除了相邻的相（在六个相情况下接通时刻有+/-60度相移，对于第一相11而言，相邻的相从而是第二相12和第六相16）之外，具有180度相位偏移的相（对于第一相11而言，这是第四相14）也是特别适合的，因为在那里得出直流分量的非常高的消除。通过所耦合的相11、14的两个电流相反地在第七耦合装置37中流动。用于耦合装置37的磁化的结果得到的电流I res在此仅通过电流I res的差被消除。直流场大部分抵消。减小的直流分量对于耦合装置31至39的几何形状是积极可察觉的，所述耦合装置现在利用较小体积就可以够用。在六个相11至16情况下，在图5中所示的耦合已证实为特别适用的。
磁耦合
原则上，可以将两个相磁耦合，其方式是，两个相以反并联电流引导通过矩形或环形的耦合装置31至39被引导。重要的是，耦合装置31至39能够构成磁性回路。
这在基本上闭合的结构情况下是可能的，所述结构也可以包括空隙。此外，耦合装置31至39由具有适当的磁导率的传导磁场的材料组成。
基于图6的耦合构思可以示范性地根据图9来阐述。重要的是，要耦合的相（根据图8是第一相11和第二相12）以相反的电流通过被操控。分别相应的磁场基本上关于其直流分量抵消，使得主要仅还有交流分量贡献于磁场产生。因此，相应的耦合装置31至39可以变得更小并且可以放弃空隙。
耦合装置的结构
耦合装置31至39是电感性耦合的装置，例如变压器的磁芯或铁氧体磁芯，在其上要耦合的相11至16产生磁场。耦合装置31至39使分别两个耦合的相11至16的磁性回路闭合。
耦合装置31至39的材料和磁导率的选择对于耦合不起如此大的作用。如果不使用空隙，则磁性回路的磁导率升高，由此线圈的电感变得更大。由此，电流升高变得更平缓并且电流形状更接近于理想的直流电流。曲线形状越接近直流电流，在（相反地）被引导通过作为耦合装置31至39的磁芯的两个相之间的结果得出的电流差越小。用于滤波器的耗费由此减小。在另一方面，无空隙的系统非常灵敏地对在相11至16之间的不同电流作出反应。虽然系统倾向于在较小的电流误差情况下进入饱和，但是通过多次耦合总是仍相当稳定。原则上可以选择具有不同尺寸的空隙，以便将损耗均匀地分布到耦合装置31至39上。具有较小电感L的耦合装置31至39原则上也具有较小的损耗功率。
为了从高磁导率（小空隙->小电流波纹）和高稳健性（具有空隙->高电流波纹）中得到良好的折衷，可以设置不同的空隙。通过这种方式也可以影响耦合装置31至39的损耗功率，使得满足期望的准则，例如损耗功率的均匀分布。
在根据图9的实施例情况下，耦合装置在对角线上（或者耦合装置31、38、34或37、38、39）可以被配备空隙。由此在仅三个耦合装置31、38、34或37、38、39具有空隙（这导致较高的电流波纹）情况下在所有相11至16上得出防饱和的高保护并且与此相关联地得出防未受控制的电流升高的保护。在相11至16之间的大的非对称性情况下或者也在多个相11至16失灵的情况下，仅单个耦合装置31至42进入饱和，而在给定的电流情况下不是相的所有耦合装置31至39进入饱和。
另一变型方案是，在具有不同空隙的结构内构造耦合装置31至39。耦合装置（在根据图1、3、5的实施例中，这是具有附图标记37、38、39的耦合装置），可以例如通过匹配或设置空隙而在其载荷方面被减小，其中所述耦合装置基于180度相位偏移的操控（如所述操控通过将第一相11与第四相14通过第七耦合装置37耦合；将第二相12与第五相15通过第九耦合装置39耦合；将第三相13与第六相16通过第八耦合装置38耦合来产生）以较大的提高的磁化被加载荷。这将会减小总磁芯损耗。
此外可能的是，在矩阵构思情况下在每个行/列中给耦合装置31至39配备较大的空隙或间隙。由此，该配备有空隙的耦合装置31至39才在较高的电流情况下饱和，使得在故障情况下得出进一步改善的稳定性。出于稳定性原因，有利的是，将每个相11至16引导通过至少一个耦合装置31至39，该至少一个耦合装置通过设置较小的电感L而比在该相中的其他耦合装置31至39更晚地进入饱和，这可以通过设置空隙来实现。
在根据图11的实施例中，示出了配备有空隙64的耦合装置31的例子。为此，E形的第一部分44的中间柱相对于外部柱稍微缩短地被构造，使得在通向第二部分43的方向上产生空隙64。可替换地可以规定，将E形的第一部分44的柱构造为相同大小，但是在柱末端和第二部分43之间例如通过非磁性薄膜设置空隙。对于技术人员而言，如何能够实现相应的耦合装置31至39的期望的电感L的措施是常见的，例如通过在相应的部位设置适当的（一个或多个）空隙。
相的结构
如在图5中在俯视图中示出的，使用相11至16的仅两个几何形状在制造技术上是特别有利的。一个基础形状在此情况下具有U形走向。第二基础形状基本上是矩形的或曲折形的。所示的片段可以作为带导体以冲压栅格的形式在印刷电路板中的相应的印制导线中被集成或者被实施为圆导体。
将耦合装置31至39的各个磁芯进一步磁耦合成大的总磁芯可以导致进一步的节省，其方式是例如对于九个耦合装置31至39的所有下部分44设置唯一的覆盖板43。
用于影响漏磁通量的装置80至89
在图12中，用连续箭头92表明主磁通量，所述主磁通量分别围绕两个要磁耦合的相11、12通过铁磁耦合装置43、44走向。用虚线箭头94表明漏磁通量。漏磁通量通过非铁磁材料走向，例如通过空气或包围相11、12的塑料或绝缘体。用于影响漏磁通量的装置80现在被构建为，使得所述装置有针对性地在两个要耦合的相11、12之间偏转漏磁通量。这通过由铁磁材料组成的凸起部进行，所述凸起部在空间上布置在相11、12之间。这些凸起部与实际的铁磁耦合装置43、44以传导磁通量的方式连接。凸起部可以是耦合装置43、44的组成部分。但是也可以设置单独的铁磁部分。
用于影响漏磁通量的装置可以具有矩形的横断面。由于特别简单的几何形状，可以简单地和成本低地制造这种装置。
可替换地，用于影响漏磁通量的装置80至89也可以具有拱顶形的结构。与矩形结构不同地可以将其理解为朝向末端逐渐变细的结构。可以进行至耦合装置44的升高的、例如抛物线形的、倒圆的或圆形的过渡。拱顶可以直接在铁氧体磁芯的制造过程（压制）中实现。
用于影响漏磁通量的装置80布置在要耦合的相11、12之间。在此，该装置仅可以从耦合装置44的一侧向耦合装置43的相对侧凸出，如在图9至11中所示。可替换地，该装置80可以从耦合装置43、44的两侧伸入到相11、12之间。优选地，所述装置的末端相对，如在图8中表明的。用于影响漏磁通量的装置的末端彼此相间隔地布置，使得磁性回路虽然不闭合，但是漏磁通量被朝向末端偏转。
优选地，用于影响漏磁通量的装置80布置在两个要耦合的导体的对称轴上。优选地，用于影响漏磁通量的装置80的横断面相对于该对称轴也实施为轴对称的。
漏磁通量在装置80的末端之间（图12）走向或者在装置的末端与耦合装置43、44之间（图13至15）在非铁磁介质中的间隙长度86中走向。通过装置80的几何形状和由此得出的间隙长度86可以进一步优化多相转换器的信号变化曲线。
根据图15现在代替扁平导线（相叠地：图10）将相11、12实施为并排敷设的圆导线。由此漏磁通量提高并且干扰可以进一步被减小。
耦合装置43、44和用于影响漏磁通量的装置80由材料3C95实施。此外，设置例如在1mm数量级的间隙96。在该选择情况下，可以进一步减小电流波纹/电流陡度。通过该间隙96可以排除饱和效应。
所述的多相转换器10特别适用于在机动车车载网络中使用，其中尤其是动态的负载要求是次重要的。所述的结构尤其是适用于这种比较惰性的系统。
在当前使用的磁芯模型中，漏磁通量通过附加的漏磁柱调整，所述漏磁柱被引入在两个线匝之间。通过构造磁芯可以单独地根据应用调整特性。主参数在此是两个空隙，其可以特定于应用地被确定。
通过对于每个所耦合的相引入多于一个的线匝，可以大大减小通过磁芯的再磁化引起的磁芯损耗。在此，2或3个、至少在小范围中的匝数是有意义的，以便将通过绕组长度引起的线匝损耗保持得小。
在图中所示的耦合装置情况下，可以对于每个相设置多于两个的线匝。

Claims (9)

1.具有多个电相（11至16）的多相转换器，所述相能分别通过开关装置（21至26）操控，其中设置至少一个耦合装置（31至39；100至106；150至156）用于将一个相（11至16）与另一相（11至16）耦合，其中对于每个相（11至16）设置两个线匝（110至116；120；122；130；132）。
2.根据权利要求1所述的多相转换器，所述多相转换器被设计用于至少两个相。
3.根据权利要求1或2所述的多相转换器，其中至少一个耦合装置（31至39；100至106；150至156）中的至少一个具有至少一个用于影响漏磁通量的装置（80至89）。
4.根据权利要求2或3所述的多相转换器，其中用于影响漏磁通量的装置（80至89）要么仅在一侧上要么从两侧与耦合装置（31至39；100至106；150至156）连接。
5.根据权利要求2至4之一所述的多相转换器，其特征在于，在用于影响漏磁通量的装置（80至89）与耦合装置（31至39；100至106；150至156）之间设置间隙。
6.根据权利要求2至5之一所述的多相转换器，其中用于影响漏磁通量的装置（80至89）被构造为矩形的或拱顶形的。
7.根据前述权利要求之一所述的多相转换器，其中至少一个相（11至16）被构造为U形的并且与之耦合的相（11至16）被构造为曲折形的。
8.根据前述权利要求之一所述的多相转换器，其中开关装置（21至26）顺序地操控相（11至16）并且第一相（11至16）与至少一个其他相（11至16）磁耦合，所述至少一个其他相直接在前或在后地被操控。
9.根据前述权利要求之一所述的多相转换器，其中一个相（11至16）与至少一个其他相（11至16）磁耦合，所述至少一个其他相基本上移相大约180°地被操控。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103595367B (zh) 2013-11-07 2017-03-08 华为技术有限公司 一种磁集成器件及一种功率转换电路
DE102014202531A1 (de) * 2014-02-12 2015-08-13 Siemens Aktiengesellschaft Hochspannungstransformatorvorrichtung mit einstellbarer Streuung, Wechselrichterschaltung mit einer Hochspannungstransformatorvorrichtung und Verwendung einer Hochspannungstransformatorvorrichtung
EP3149749A1 (en) * 2014-05-28 2017-04-05 Abb Ag A switching converter circuit with an integrated transformer
CN111341544B (zh) * 2020-03-20 2022-12-13 杭州电子科技大学 一种全耦合磁性元件

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5886609A (en) * 1997-10-22 1999-03-23 Dexter Magnetic Technologies, Inc. Single dipole permanent magnet structure with linear gradient magnetic field intensity
US20090156119A1 (en) * 2007-12-14 2009-06-18 Mark Rhodes Communication through a barrier
CN102007553A (zh) * 2008-03-14 2011-04-06 沃特拉半导体公司 M相耦合的磁元件以及相关的电感结构

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3742408A (en) * 1969-12-12 1973-06-26 Bissett Berman Corp Inductively coupled connector
FR2561033B1 (fr) * 1984-03-06 1988-11-10 Beisser Jean Claude Transformateur et son procede de fabrication
JPH0670929B2 (ja) * 1989-11-27 1994-09-07 東京電気株式会社 磁気漏れ変圧器
US5177460A (en) * 1990-01-04 1993-01-05 Dhyanchand P John Summing transformer for star-delta inverter having a single secondary winding for each group of primary windings
US5481238A (en) * 1994-04-19 1996-01-02 Argus Technologies Ltd. Compound inductors for use in switching regulators
JPH07297055A (ja) * 1994-04-26 1995-11-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd チョークコイル
US5710466A (en) * 1995-06-19 1998-01-20 Georgia Tech Research Corporation Fully integrated magnetic micromotors and methods for their fabrication
DE19947476A1 (de) 1999-10-01 2001-04-05 Bosch Gmbh Robert Umrichter für die Umformung von elektrischer Energie
US7898379B1 (en) * 2002-12-13 2011-03-01 Volterra Semiconductor Corporation Method for making magnetic components with N-phase coupling, and related inductor structures
US7965165B2 (en) 2002-12-13 2011-06-21 Volterra Semiconductor Corporation Method for making magnetic components with M-phase coupling, and related inductor structures
US7352269B2 (en) * 2002-12-13 2008-04-01 Volterra Semiconductor Corporation Method for making magnetic components with N-phase coupling, and related inductor structures
US8299885B2 (en) * 2002-12-13 2012-10-30 Volterra Semiconductor Corporation Method for making magnetic components with M-phase coupling, and related inductor structures
JP2007068392A (ja) * 2005-07-26 2007-03-15 Internatl Rectifier Corp 複数の結合インダクタを有する多相バックコンバータ
EP2030487A1 (en) * 2006-05-31 2009-03-04 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and system for operating a gas discharge lamp
US7859171B2 (en) * 2006-10-10 2010-12-28 Micallef Joseph A Piezoelectric ultracapacitor
US7791321B2 (en) * 2007-02-23 2010-09-07 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Coupled-inductor multi-phase buck converters
US7667441B2 (en) * 2007-04-25 2010-02-23 Texas Instruments Incorporated Inductive element for a multi-phase interleaved power supply and apparatus and method using the same
US8113272B2 (en) * 2007-10-19 2012-02-14 Shell Oil Company Three-phase heaters with common overburden sections for heating subsurface formations
JP5144284B2 (ja) * 2008-01-16 2013-02-13 本田技研工業株式会社 電力変換回路
WO2009104221A1 (ja) * 2008-02-22 2009-08-27 田淵電機株式会社 リアクトル
US7994888B2 (en) * 2009-12-21 2011-08-09 Volterra Semiconductor Corporation Multi-turn inductors
DE102010040222A1 (de) 2010-09-03 2012-03-08 Robert Bosch Gmbh Multiphasenwandler
DE102010040205A1 (de) 2010-09-03 2012-03-08 Robert Bosch Gmbh Multiphasenwandler
DE102010040202A1 (de) 2010-09-03 2012-03-08 Robert Bosch Gmbh Multiphasenwandler
CN201904180U (zh) * 2010-10-22 2011-07-20 爱华特(广州)通讯有限公司 一种多相耦合电感器
DE102010049668A1 (de) * 2010-10-26 2012-04-26 Minebea Co., Ltd. Transformator

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5886609A (en) * 1997-10-22 1999-03-23 Dexter Magnetic Technologies, Inc. Single dipole permanent magnet structure with linear gradient magnetic field intensity
US20090156119A1 (en) * 2007-12-14 2009-06-18 Mark Rhodes Communication through a barrier
CN102007553A (zh) * 2008-03-14 2011-04-06 沃特拉半导体公司 M相耦合的磁元件以及相关的电感结构

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
P.ZUMEL ET AL.: "Tight Magnetic Coupling in Multiphase Interleaved Converters Based on Simple Transformers", 《APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION,2005.APEC 2005.TWENTIETH ANNUAL IEEE》 *

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