CN104241795B - Marchand平衡‑不平衡转换器和使用Marchand平衡‑不平衡转换器的功率放大器 - Google Patents
Marchand平衡‑不平衡转换器和使用Marchand平衡‑不平衡转换器的功率放大器 Download PDFInfo
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Abstract
Marchand平衡‑不平衡转换器具有宽度小于两个次级传输线的初级传输线。两个次级传输线还具有不同宽度和长度。这种布置提供了传输线宽度和长度之间的失衡。已经发现这种宽度和长度的失衡能够改善幅度不平衡和相位不平衡。
Description
技术领域
本发明涉及一种Marchand平衡-不平衡转换器(balun)，例如，用于在功率放大器(PA)的输入处。
背景技术
将平衡-不平衡转换器用于在平衡(差分)和不平衡(单端)信号格式之间进行转换。
不平衡信号(共模)以地为参考，而平衡信号在两个信道上进行传播，不以地为参考。平衡信号在每个端口上具有相同幅度，但相位差为180°。因此，在两个输出信道的中间点处存在虚拟地。
图1示出了平衡-不平衡转换器的简化示意图。在一侧上，存在单端端口(端口1)，在另一侧上，存在一对差分端口(端口2和端口3)。平衡-不平衡转换器可以在任一方向上使用。
平衡-不平衡转换器是平衡混频器、推挽放大器和天线的关键组件。除了不平衡和平衡信号模式之间的转换之外，一些平衡-不平衡转换器还提供阻抗变换。
理论上，理想平衡-不平衡转换器在两个差分信道上传送具有相同幅度和180°反相的信号，然而在实践中几乎无法实现。平衡-不平衡转换器总是易受到幅度和相位的失衡。这些参数对处理差分信号的电路的性能具有负面影响，因此，应最小化这些参数和插入损耗。
图2示出了上述理想平衡-不平衡转换器的特性。
本发明特别关注例如使用LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体)技术的功率(差分)放大器。这种技术引入RF功率市场已超过10年，作为双极器件的替代。现在将LDMOS认为是许多RF功率应用(例如，基站、广播和雷达微波系统)的技术选择。
LDMOS非常可靠、坚固和合算，以及具有同级别最佳RF性能。蜂窝基站功率放大器的LDMOS晶体管经历了显著的发展，其中在可用输出功率、功率增益、功率附加效率和线性度方面有明显的改善，在热载流子可靠性和热敏电阻方面也有改善。
具体地，本发明涉及一种适合于这种RF功率放大器的集成平衡-不平衡转换器设计。将平衡-不平衡转换器广泛地用于微波应用中。
如上所述，幅度和相位失衡可以劣化平衡-不平衡转换器的性能。以下解释了这两个参数的失衡到底如何影响推挽功率放大器。
可以定义施加到平衡-不平衡转换器的两个信号v1(t)＝V1cos(ωt)和v2(t)＝V2cos(ωt)，在输出处得到的信号是v(t)＝Vcos(ωt)(假定平衡侧是输入，不平衡侧是输出)。
为了确定由相位失衡产生的损耗，可以将v1(t)和v2(t)假定为具有相同幅度，而相位相差180°：
v1(t)＝Vcos(ωt)和向负载R传送的功率P等于：
v(t)＝v1(t)+v2(t)
如果则
这意味着损耗等于：
图3示出了功率损耗与相位失衡的图。高达18°的相位失衡，相位失衡对功率损耗具有极小的影响(小于0.1dB)。
对于幅度失衡而言，可以将v1(t)和v2(t)认为是具有不同幅度而具有相同相位。
传送到负载R的功率等于：
这意味着损耗等于：
图4示出了功率损耗与幅度失衡的图。
可以从图4的图看出，即使对于较小幅度失衡，功率损耗是非常严重的。由于推挽结构需要两个平衡-不平衡转换器，可以预期0.2dB的全幅度失衡(各自为0.1dB幅度失衡)。因此，设计应将幅度失衡考虑为重要问题。
存在不同类型的平衡-不平衡转换器，本发明关注的是耦合线平衡-不平衡转换器(coupled line平衡-不平衡转换器)。由于耦合线平衡-不平衡转换器可以实现紧凑宽带平衡-不平衡转换器，它们在微波频率中非常受欢迎。由于Marchand平衡-不平衡转换器的宽带性能，最有吸引力的拓扑结构是Marchand平衡-不平衡转换器。Marchand平衡-不平衡转换器由两个四分之一波长耦合线部分构成，展示了非常好的幅度和相位平衡。
图5以示意性的形式示出了Marchand平衡-不平衡转换器。
传统基础的Marchand平衡-不平衡转换器由两个四分之一波长微带耦合线部分构成。将把串联的两个四分之一波长部分相结合的初级传输线定义为从第一输入(端口1)到开口端(open end)。因此，它的长度大约与所需频率操作范围内波长的一半相对应。
第一次级传输线从第一输出(端口2)向地延伸，长度与所需操作范围内波长的四分之一相对应。第二次级传输线从地向第二输出(端口3)延伸，长度与所需操作范围内波长的四分之一相对应。
对端口的这种定义假定从不平衡到平衡格式进行转换。然而，应理解，本发明不限于此。
为了设计平衡-不平衡转换器，将中心工作频率用于导出长度。例如，对于工作频率2GHz而言，第一步骤是使用以下公式计算微带线的长度l：
c＝fλ0；
其中λg是波导波长(guided wavelength)；λ0是自由空间波长；ξr＝11.9，是衬底的介电常数；c是传播速度。基于c＝3x108m/s、f＝2GHz和ξr＝11.9，发现所述线的长度大约是11mm。
在该描述和权利要求中，对传输线长度“对应于”波长分数的引用是为了表示以上关系。这符合四分之一波长或半波长传输线长度的传统含义。
在带宽内，传统Marchand平衡-不平衡转换器的相位失衡是良好的且幅度失衡相对平坦，然而如果设置了更严格的要求，则需要改善幅度失衡。此外，当使用高导电性的硅衬底时，两个输出处的损耗大约7分贝，不可忽略。因此，这种损耗是LDMOS应用的特定问题。
本发明在于提供一种具有改善性能的Marchand平衡-不平衡转换器，可以与高导电性的衬底集成。
发明内容
本发明由权利要求来限定。
根据本发明，提供了一种Marchand平衡-不平衡转换器，包括：
初级传输线，从第一初级端口到开口端，长度与所需操作范围内波长的一半相对应；
第一次级传输线，从第一次级端口到地，长度与所需操作范围内波长的四分之一相对应；
第二次级传输线，从地到第二次级端口，长度与所需操作范围内波长的四分之一相对应，第一和第二次级传输线各自与初级传输线的相应部分电磁耦合，并遵循初级传输线的相应部分的形状；
其中初级传输线的宽度小于第二次级传输线，第二次级传输线的宽度小于第一次级传输线，以及
其中第一次级传输线长于第二次级传输线。
这种布置提供传输线的宽度和长度之间的失衡。已经发现这种失衡能够改善幅度不平衡和相位不平衡。
具体地，能够将平衡-不平衡转换器设计为幅度和相位失衡分别小于0.1dB和8度。平衡-不平衡转换器的性能确定使用该平衡-不平衡转换器的功率放大器(PA)的性能，根据这些技术参数，可以显著降低损耗。
初级端口可以是单端输入，次级端口可以是差分输出。然而，取而代之，次级端口可以是差分输入，初级端口可以是单端输出。然而，本发明特别关注作为分频器的使用。
第二次级传输线的宽度可以超过初级传输线宽度的二倍，第一次级传输线的宽度可以超过初级传输线宽度的三倍。
第一次级传输线在中心处可以包括线圈形状，所述线圈形状在中心处具有接地连接，在外围处具有第一次级端口；第二次级传输线可以包括线圈形状，所述线圈形状在中心处具有接地连接，并且在外围处具有第二次级端口。
这种结构提供了占据较少电路面积的紧凑布置。
第一次级传输线可以比第二次级传输线长高达20％，优选地，仅比第二次级传输线长高达10％。因此，次级线之间的长度差没有宽度差明显。
例如，初级传输线的宽度可以是3μm到10μm(例如，5μm)，第一次级传输线的宽度可以是20μm到40μm(例如，30μm)，第二次级传输线的宽度可以是10μm到20μm(例如，15μm)。
初级传输线的长度可以是5mm到15mm(例如，10mm到12mm)，第一和第二次级传输线的长度可以是2.5mm到7.5mm(例如，一个是4.4mm到4.8mm，另一个是4.8mm到5.2mm)。
可以将平衡-不平衡转换器形成在高导电性的衬底上。
可以将本发明的平衡-不平衡转换器用作功率放大器的输入平衡-不平衡转换器，其中输入平衡-不平衡转换器将RF输入转换为RF信号的差分对，放大器电路放大所述差分信号。
放大器电路可以包括推挽放大器级，或其间具有匹配网络的两个推挽放大器级。
在一个设计中，将输入匹配网络设置在输入平衡-不平衡转换器和放大器电路之间，其中将输入平衡-不平衡转换器、输入匹配网络和放大器电路形成为单片微波集成电路MMIC。功率放大器还包括用于转换到单端输出的输出匹配网络和输出平衡-不平衡转换器，输出匹配网络和输出平衡-不平衡转换器形成在MMIC(可以是LDMOS电路)的外部。
附图说明
现将参考附图详细描述本发明的示例，附图中：
图1示出了平衡-不平衡转换器的示意性电路图；
图2示出了平衡-不平衡转换器的理想特性；
图3示出了相位失衡对功率损耗的影响；
图4示出了幅度失衡对功率损耗的影响；
图5示出了公知的Marchand平衡-不平衡转换器的示意图；
图6示出了公知的Marchand平衡-不平衡转换器的一种可能轨道布局；
图7示出了随频率变化的幅度失衡；
图8示出了随频率变化的相位失衡；
图9示出了本发明Marchand平衡-不平衡转换器的一种可能轨道布局；
图10示出了随频率变化的幅度失衡；
图11示出了随频率变化的相位失衡；
图12附加地示出了输入反射系数、传输系数、S(1,1)曲线和输出反射系数曲线；
图13示出了多种功率放大器参数；
图14示出了推挽功率放大器的基本电路图；以及
图15示出了在输入处使用本发明的平衡-不平衡转换器的两级推挽功率放大器的基本电路图。
具体实施方式
本发明提供了一种具有初级传输线的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述初级传输线的宽度小于两个次级传输线。两个次级传输线还具有不同宽度和长度。这种结构提供传输线的宽度和长度之间的失衡。发现这种失衡能够改善幅度不平衡和相位不平衡。
图6示出了公知的Marchand平衡-不平衡转换器的一种可能轨道布置。
将每个次级传输线形成为线圈。第一次级传输线60在中心处具有接地连接，在外围具有第一输出(端口2)。第二次级传输线62在中心处具有接地连接，在外围具有第二输出(端口3)。这两个次级线圈与初级线圈相重叠，其中该初级线圈从输入(端口1)向端部64处的开口端延伸。
因此，图6中，初级线圈在两个次级线圈下方。线圈具有相同宽度，两个次级线圈具有相同长度。例如，该宽度可以是30μm。当形成集成电路的一部分时，初级传输线可以由IC结构中的一个金属层形成，重叠的次级传输线可以由IC的次高金属层来形成。
图7示出了随频率变化的对应幅度失衡(两个特定示例)，图8示出了随频率变化的对应相位失衡(相同的两个特定示例的频率)。
以下是在平衡-不平衡转换器设计中可以修改的若干参数：
微带线的宽度；
微带线的长度；
设计拓扑结构；
拓扑结构的对称性；
输入和输出阻抗。
图9示出了本发明的一个示例的布局。
基本布局相同。然而，初级传输线90的宽度小于第二次级传输线62，第二次级传输线62的宽度小于第一次级传输线60。第一次级传输线60还长于第二次级传输线62。
可以将本发明Marchand平衡-不平衡转换器的尺寸设计为1.95x0.473mm2，在该设计示例中，微带线具有以下特性：
次级传输线各自还具有与四分之一波长相对应的长度，所述波长针对于所需操作范围内的频率。长度略微不同，使得它们与略微不同的频率相对应，略微不同的频率例如是中心频率(基于以上示例，2GHz)的每一侧，但在操作范围(基于以上示例，1.8GHz到2.7GHz)内。
初级传输线还对应于半波长。
图10示出了随频率变化的对应幅度失衡(两个特定示例)；图11示出了随频率变化的对应相位失衡(相同的两个特定示例的频率)。
图12中重复了幅度和相位失衡曲线，附加地示出了Smith圆图和网格图形式的输入和输出反射系数，用绝对对数值的传输系数来表示。
修改后的Marchand平衡-不平衡转换器示出了非常好的结果。首先，它示出了在所需带宽范围内，幅度失衡小于0.07dB，相位失衡小于4.5度。输入反射系数小于-10dB，插入损耗大约4.7dB。以上是非常好的结果。
尽管实现了设计规范，然而这种平衡-不平衡转换器的拓扑结构非常不典型；它是非对称的。应理解，通常当初级线和次级线的宽度以及次级线的长度是相同尺寸从而成为对称拓扑结构时，降低幅度和相位失衡。
基于非对称设计而改善的性能是部分地由于衬底的导电特性，这产生大部分损耗。例如，本发明适用于导电性高的衬底，例如，约10mΩ-cm(通常20mΩ-cm以下)低电阻率的硅衬底。
具有较小初级线宽度将由初级线产生的电磁场更多地耦合到次级线。减少初级线的宽度值引起拓扑结构中的非对称。因此，为了补偿这种非对称，需要调整次级线之一的长度，使得幅度和相位失衡变得可忽略。
在1.8-2.7GHz带宽内，图9的设计是基于以下技术规范：
幅度失衡<0.1dB；
相位失衡<8°；
返回损耗<-10dB；
低插入损耗也是有可能的。
如以上所述，平衡-不平衡转换器的一种使用是功率放大器(PA)。
将功率放大器用于多种不同应用和系统中。当设计PA时必须考虑的最重要的参数是功率(dBm或dB)、效率(％)、增益(dB)、线性度和稳定性。
在RF微波电路中，从源极可获得的功率和向负载传送的功率或负载消散的功率是非常重要的。可用功率是从源极可获得的最大功率。如果晶体管的输入阻抗相对源极阻抗是共轭匹配(Zin＝Zs*)，则从源极获得最大可用功率。
效率是功率放大器设计中的最重要参数之一。它表示dc功率中转换为RF功率的部分。功率放大器设计中最常使用的效率定义是漏极效率和功率附加效率。
RF功率放大器固有是非线性的，是对收发机链中失真产物的主要贡献。通常由于功率放大器的压缩行为引起非线性，当RF晶体管由于特定高输入电平而操作在其饱和区域时发生所述非线性。通常非线性归因于增益压缩和谐波失真，导致放大信号的不理想再现。特征在于多种技术依赖于特定调制和应用。一些广泛使用的用于度量化线性度的参数为：
-1dB压缩点，限定了放大器增益比小信号增益小1dB或压缩了1dB(P1dB)的输出电平；
-三阶互调失真。当在全双工系统中两个或多个信号占据相同传输路径时，发生互调失真。当信号混合时，非线性响应将其表现为基频的双积(bi-product)，称作互调失真或IMD；
-三阶截点(IP3)。由于IP3越高，在较高功率电平处失真越小，该参数在分析设备性能方面起主要作用。
图13示出了PA传输特性的1dB压缩点、互调产物和截点。
放大器电路必须满足的首要要求之一是在感兴趣频率范围内的稳定性能。当处理RF电路时，尤其关注稳定性能，其中所述RF电路根据操作频率和端接(termination)进行振荡。
只有不必进行正确接地连接的PA配置是推挽配置，也称作差分配置。使用平衡-不平衡转换器将单端输入信号分出3dB，具有180度的相移。接着，通过每个晶体管单独放大上下部的半正弦波(sinusoid half)。这种配置下，如图14所示，两个晶体管通常在AB类中操作，在这两个晶体管之间具有虚拟地，其中图14示出了基本推挽配置。
最终，通过另一平衡-不平衡转换器将所述信号合并，再施加180度相移。
这种配置引入一些有意思的优点。首先，由于拓扑结构的对称性存在虚拟地，不需要理想的接地连接。因此，设计不受由于接地连接而产生的损耗和寄生现象的限制。此外，使用集成输入的平衡-不平衡转换器来最小化由于阻抗匹配而引起的损耗。推挽配置的另一优点在于抑制二阶谐波。
特别感兴趣的一种PA设计是两级推挽PA。图15示出了这种拓扑结构。
该拓扑结构由集成输出的平衡-不平衡转换器150、输入匹配网络152、初级驱动器级154、内级匹配网络156、最终驱动级158、输出匹配网络160和输出平衡-不平衡转换器162构成。
集成MMIC双级推挽PA可以形成为，集成输入平衡-不平衡转换器一直到(up to)最终驱动级。输出匹配网络和输出平衡-不平衡转换器将位于具有不同衬底的印刷电路板(PCB)上。
例如，功率放大器可能够传送20瓦的输出功率，在1.8-2.2GHz带宽内具有恒定增益，效率大于或等于百分之50。这种PA由驱动器级和最终级以及它们之间的级内匹配网络构成。这种匹配网络应是宽带的，同时具有尽可能低的损耗。
本发明的平衡-不平衡转换器设计可以用作集成输入平衡-不平衡转换器。
本发明的示例能够实现宽带MMIC，其中所述宽带MMIC具有使用Si-LDMOS技术的在1.8-2.2GHz频率范围内的双级推挽功率放大器以及集成平衡-不平衡转换器。本发明能够实现一种宽带集成平衡-不平衡转换器，具有良好的幅度和相位失衡特性、低插入损耗和最小尺寸。
这些功率放大器可以用于基站应用，其中比特率(视频带宽“VBW”)是最重要的。对推挽差分RF功率放大器的使用特别关注这种应用。放大器的实际差分特性对应于封装中几乎为零的嵌入式电容，因此，令VBW性能相去甚远。放大的差分性质令放大器对共源极电感不敏感(由所需封装方案加剧)。推挽放大器需要输入和输出平衡-不平衡转换器功能(在输入处拆分和异相，在输出处合并和异相)
本发明的平衡-不平衡转换器可以用于多种应用，例如低噪声放大器、混频器和天线。本发明特别关注集成到使用导电性硅的电路，如针对诸如功率放大器等LDMOS电路的情况。
本发明的平衡-不平衡转换器用作LDMOS功率放大器的输入平衡-不平衡转换器。由于衬底损耗，平衡-不平衡转换器不用作输出平衡-不平衡转换器。由于损耗仅影响增益(这可以在放大器中克服)，因此在输入处的集成是可能的。通过在输入处集成平衡-不平衡转换器，可以连同具有50欧姆单端输入的传统MMIC一起使用所述电路。
对本领域人员而言多种修改是显而易见的。
Claims (14)
1.一种Marchand平衡-不平衡转换器，包括：
初级传输线(90)，从第一初级端口到开口端，长度与所需操作范围内波长的一半相对应；
第一次级传输线(60)，从第一次级端口到地，电气长度与所需操作范围内波长的四分之一相对应；
第二次级传输线(62)，从地到第二次级端口，电气长度与所需操作范围内波长的四分之一相对应，第一和第二次级传输线(60,62)各自与初级传输线(90)的相应部分电磁耦合，遵循初级传输线(90)的相应部分的形状；以及
电阻率小于20mΩ-cm的衬底；
其中所述初级传输线(90)的宽度小于第二次级传输线(62)，第二次级传输线(62)的宽度小于第一次级传输线(60)，以及
其中所述第一次级传输线(60)长于第二次级传输线(62)。
2.根据权利要求1所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述第二次级传输线(62)的宽度超过初级传输线(90)宽度的二倍。
3.根据权利要求1所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述第一次级传输线(60)的宽度超过初级传输线宽度的三倍。
4.根据任一前述权利要求所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述第一次级传输线(60)包括线圈形状，所述线圈形状在中心处具有接地连接，在外围处具有第一次级端口。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述第二次级传输线(62)包括线圈形状，所述线圈形状在中心处具有接地连接，在外围处具有第二次级端口。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述第一次级传输线(60)比第二次级传输线(62)长高达20％。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述第一次级传输线(60)比第二次级传输线(62)长高达10％。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述初级传输线(90)的宽度是3μm到10μm，所述第一次级传输线(60)的宽度是20μm到40μm，所述第二次级传输线(62)的宽度是10μm到20μm。
9.根据权利要求1至3中任一项所述的Marchand平衡-不平衡转换器，其中所述初级传输线(90)的长度是5mm到15mm，所述第一和第二次级传输线的长度是2.5mm到7.5mm。
10.一种功率放大器，包括：
输入平衡-不平衡转换器(150)，用于将RF输入转换为RF信号差分对，其中所述平衡-不平衡转换器是根据任一前述权利要求所述的平衡-不平衡转换器；以及
放大器电路。
11.根据权利要求10所述的功率放大器，其中所述放大器电路包括推挽放大器级。
12.根据权利要求11所述的功率放大器，其中所述放大器电路包括其间具有匹配网络(156)的两个推挽放大器级(154,158)。
13.根据权利要求12所述的功率放大器，还包括在输入平衡-不平衡转换器(150)和放大器电路之间的输入匹配网络(152)，其中输入平衡-不平衡转换器(150)、输入匹配网络(152)和放大器电路(154,158)形成为单片微波集成电路MMIC，所述功率放大器还包括用于转换到单端输出的输出匹配网络(160)和输出平衡-不平衡转换器(162)，所述输出匹配网络和输出平衡-不平衡转换器形成在MMIC的外部。
14.根据权利要求10至13中任一项所述的功率放大器，包括LDMOS电路。
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