CN104218785B

CN104218785B - 一种有源功率因数校正系统

Info

Publication number: CN104218785B
Application number: CN201310214113.7A
Authority: CN
Inventors: 赵鸣; 徐锦清
Original assignee: HANGZHOU XIANTU ELECTRONIC Co Ltd
Current assignee: Hangzhou Xiantu Electronic Co., Ltd.
Priority date: 2013-05-31
Filing date: 2013-05-31
Publication date: 2017-08-25
Anticipated expiration: 2033-05-31
Also published as: CN104218785A

Abstract

本发明提供一种有源功率因数校正系统，通过设置两重保护，当直流侧的电流超过第一电流阈值时，施行第一重电流保护，当直流侧的电流超过第二电流阈值时，施行第二重电流保护。第一重电流保护时，直流侧的电流并没有太大，当交流电源电压下次过零时，恢复输出PWM脉冲信号。第二重电流保护时，直流侧的电流已经较大了，停止输出PWM脉冲信号直到电路恢复正常状态后才重新输出PWM脉冲信号，重新输出的PWM脉冲信号是调整后的新的PWM脉冲信号，使电路正常地运行，减少过电流的情况发生。通过软件来实现过电流的保护，比硬件保护更为有效。通过这种方法可以减少PFC重启的可能性，使电路能够更稳定地运行。可以保护电路不被过电流破坏。

Description

一种有源功率因数校正系统

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种有源功率因数校正系统。

背景技术

随着工业生产水平和人民生活水平的提供，大量使用的非线性用电设备在电网中产生了越来越多的谐波，不仅增加了电网供电的损耗，影响电网保护装置的正常运行，而且降低了用电设备的功率因数。

变频空调器就属于非线性用电设备，因此，为了抑制谐波的产生以及提供功率因数，在变频空调器中引入了功率因数校正（PFC，Power Factor Correction）技术。

PFC的基本思路就是输入电流波形尽量趋于正弦波并且与输入电压相位差减小。

目前，PFC技术可以分为无源功率因数校正（PPFC）和有源功率因数校正（APFC）。

PPFC主要是使用电感和电容等组成滤波装置，该滤波装置调整输入电流的波形和相位偏移。PPFC的优点是电路比较简单、成本低、电磁干扰少、工作稳定。

APFC主要是控制功率开关元件的通断时间来调整输入电流波形及其相位偏移。APFC的优点是提高了功率因数和减小了电流的谐波成分。

目前世界均在倡导节约能源，因此变频空调中也成为节约能源的研究重点。为了达到国家“3C”强制认证的要求，电流谐波抑制成为变频空调厂家必须解决的问题；由于传统的无源PFC抑制谐波方式无法解决国家所倡导的高能效变频空调产品，所以有源PFC日渐成为变频空调行业内的主流方案。

由于变频空调所使用的环境复杂多样、恶劣状态较多（如雷击、电源瞬停、电源急变、电源异常等）；同时还具有运行功率宽、频率高、负载波动大等特点。因此，对有源PFC的可靠性设计提出了很高的要求，其中过电流的保护更是研究的重点和难点。如何提供一种更为安全可靠的过电流保护电路是本领域技术人员需要解决的技术问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种有源功率因数校正系统，能够安全可靠地实现对功率因数校正电路中的各种问题进行及时地保护，从而提高功率因数。

本发明提供一种有源功率因数校正系统，包括：MCU和第一电流采样模块；

所述第一电流采样模块，用于采集直流电源回路中的第一电流信号，将所述第一电流信号进行转换为对应的第一电压信号发送给所述MCU的A/D口；

所述MCU，用于判断所述直流侧的电流超过第一电流阈值时，启动第一重电流保护；所述直流侧的电流超过第二电流阈值时，启动第二重电流保护；所述第二电流阈值大于所述第一电流阈值；所述第一重电流保护是指MCU停止输出驱动功率器件的PWM脉冲信号，直到下次电源电压正常过零时，恢复所述PWM脉冲信号的输出；所述第二重电流保护是指MCU停止输出驱动功率器件的PWM脉冲信号，直到功率因数校正电路恢复正常状态后输出调整后的PWM脉冲信号。

优选地，还包括：定时器，用于计时；

所述MCU检测到电源电压过零时，定时器清零开始计时；

当所述MCU检测到下一次所述电源电压过零时，如果判断定时器的计时值与设定时间的差在预定误差范围外，则MCU判断此次检测的电源电压过零为异常过零，定时器继续计时；如果判断定时器的计时值与所述设定时间的差在所述预定误差范围内，则MCU判断此次检测的电源电压过零为正常过零，定时器清零重新计时。

优选地，所述MCU还用于：

将相邻的两次所述电源电压正常过零为一个控制周期；在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；

所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a%；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b%到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；

第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；

第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；

第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。

优选地，所述MCU还用于：每个控制阶段内，第一个PWM脉冲的高电平宽度是由直流侧电压和设定参考电压决定的，所述直流侧电压为每个控制周期内检测的直流侧电压；具体为：

当直流侧电压小于所述设定参考电压时，将控制阶段内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加；反之减小。

优选地，所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；具体按照以下公式：

T_n=T_n-1-K_p/ΔI_n

I_nref=I_pk*sin(π*n(2F_qs)/F_qc)

所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；具体按照以下公式：

T_n=T_n-1+K_p/ΔI_n

I_nref=I_pk*sin(π*n(2F_qs)/F_qc)

其中，K_p为衰减系数；

T_n为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；

I_n是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；

I_nref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；

I_pk是前一个控制周期的峰值电流；

F_qs是电网频率，F_qc是PWM脉冲信号的频率。

优选地，还包括：所述第二电流采样模块，用于采集有源PFC电路中功率器件上流过的第二电流信号，当所述第二电流信号超过设定的第二门限电流时，发送中断信号给所述MCU的中断口；

所述MCU，用于判断所述第一电压信号超过设定的第一门限电压时，停止输出PWM脉冲；或者判断中断口有中断信号时，停止向功率器件输出PWM脉冲。

优选地，还包括：直流电压过电压检测模块、触发保护模块和运算保护模块；

当所述第一电压信号超过第一预定门限电压时，所述第一电流采样模块用于发送第一触发信号给所述触发保护模块；

所述直流电压过电压检测模块，用于检测与直流回路输出的直流电压成正比的第一直流电压，当该第一直流电压超过第二预定门限电压时，发送第二触发信号给所述触发保护模块；

所述触发保护模块，用于检测到所述第一触发信号和第二触发信号中的任何一个时，发送保护信号至所述运算保护模块；

所述运算保护模块，用于切断MCU输出给所述功率器件的PWM脉冲信号，所述PWM脉冲信号用来驱动功率器件的导通和关断。

优选地，所述保护信号还反馈至所述MCU的中断口；

所述MCU用于停止输出PWM脉冲信号。

优选地，所述功率器件过电流检测模块包括：第一电压转换单元和第一电压比较单元；

所述第一电压转换单元包括第三十电阻和第二电阻；所述功率器件的一端连接整流桥的输出正极，所述功率器件的另一端通过所述第二电阻接地；

所述第一电压比较单元包括第一比较器、第三十二电阻和第三十三电阻；所述第一比较器的正相输入端通过依次串联的第三十电阻和第二电阻接地；所述第一电压信号为所述第二电阻和第三十电阻串联后的电压；

所述第一比较器的反相输入端通过第三十三电阻接地，所述第一比较器的反相输入端通过第三十二电阻连接0～24V电源；所述第三十三电阻上电压为所述第一预定门限电压；

所述第一比较器的输出信号为所述第一触发信号。

优选地，所述直流电压过电压检测模块包括：第一直流电压检测单元和第二电压比较单元；

所述第一直流电压检测单元包括依次串联在直流电源输出正极和输出负极的第三电阻、第四电阻和第五电阻；所述第五电阻上的电压作为所述第一直流电压；

所述第二比较单元包括第二比较器、第三十六电阻和第三十七电阻，所述第二比较器的正相输入端通过所述第三十七电阻接地，所述第二比较器的反相输入端通过所述第三十六电阻连接0～24V电源；所述第三十七电阻上的电压作为所述第二预定门限电压；

所述第二比较器的输出信号为所述第二触发信号。

优选地，所述触发保护模块包括：第一触发器、第二触发器和第一与门；

所述第一触发器的CK端连接所述第一比较器的输出端，所述第一触发器的Q非端连接所述第一与门的第一输入端；

所述第二触发器的CK端连接所述第二比较器的输出端，所述第二触发器的Q非端连接所述第一与门的第二输入端；

所述第一与门输出的信号为所述保护信号。

优选地，所述运算保护模块包括第二与门；

所述第二与门的第一输入端连接所述保护信号；

所述第二与门的第二输入端连接MCU输出的PWM脉冲信号；

所述第二与门的输出端连接功率器件的控制端。

优选地，还包括与所述触发保护模块连接的解除恢复模块，用于当所述第一电压信号未超过第一预定门限电压且第一直流电压未超过第二预定门限电压时，用于控制所述触发保护模块不发送保护信号。

优选地，所述解除恢复模块包括第六电阻和第三电容；

所述第六电阻的一端连接交流电源的过零点；

所述过零点连接双向光耦的输出负端；

所述双向光耦的输出正端连接0～24V电源；

所述双向光耦的输入正端通过第一百零一电阻连接交流的输入正端，双向光耦的输入负端通过第一百零二电阻连接交流的输入负端；

第六电阻的另一端通过所述第三电容接地；

所述第六电阻和第三电容的公共端连接所述第一触发器的重置端和第二触发器的重置端。

优选地，还包括与所述触发保护模块相连接的延时模块，用于将所述触发保护模块输出的保护信号进行预定时间的延时后发送给所述MCU的中断口和所述运算保护模块。

优选地，所述延时模块包括第三比较器和第四比较器；

所述第三比较器的反相输入端通过第十四电阻连接第一与门的输出端；所述第十四电阻通过第十五电阻接地；

所述第三比较器的正相输入端通过第十三电阻接地；所述第十三电阻通过第十二电阻连接0～24V电源；

所述第三比较器的输出端通过第第八电阻连接第四比较器的反相输入端；

所述第四比较器的正相输入端通过串联的第二十四电阻和第十二电容接地；所述第十二电容通过第二十三电阻连接0～24V电源；

所述第四比较器的输出端连接所述第二与门的第一输入端。

优选地，所述第一电流采样模块包括：第一电流采样电阻、第一电压转换单元；

所述第一电流采样电阻连接在整流桥的输出负极与直流电源负极之间；

所述第一电压转换单元，用于将所述第一电流采样电阻采样的电流信号转换为电压信号后，发送给所述MCU的A/D口。

优选地，所述MCU还用于判断当所述第一电压信号超过设定的第二门限电压时，切断给压缩机的供电回路；当所述第一电压信号超过设定的第三门限电压时，用于关闭室外供电电源。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例提供的有源功率因数校正系统，通过设置两重保护，当直流侧的电流超过第一电流阈值时，施行第一重电流保护，当直流侧的电流超过第二电流阈值时，施行第二重电流保护。由于第一重电流保护时，直流侧的电流并没有太大，因此，当交流电源电压下次过零时，恢复输出PWM脉冲信号。由于第二重电流保护时，直流侧的电流已经较大了，因此，停止输出PWM脉冲信号直到电路恢复正常状态后才重新输出PWM脉冲信号，并且重新输出的PWM脉冲信号是调整后的新的PWM脉冲信号，这样可以使电路正常地运行，以减少过电流的情况发生。本发明提供的这种方法通过软件来实现过电流的保护，比硬件保护更为有效，由于硬件保护触发门槛比较高。通过这种方法可以减少PFC重启的可能性，使电路能够更稳定地运行。同时，还可以保护电路不被过电流破坏。

附图说明

图1是本发明提供的有源功率因数校正系统实施例一示意图；

图2a是本发明提供的异常过零示意图；

图2b是本发明提供的正常过零示意图；

图3是现有技术中输入电压和输入电流的波形示意图；

图4是本发明提供的第一控制阶段内的PWM脉冲信号示意图；

图5是本发明提供的输入电压和输入电流的波形示意图；

图6是本发明提供的电源电压过零检测电路示意图；

图7是本发明提供的有源PFC系统实施例二示意图；

图8是本发明图7对应的具体电路图；

图9是本发明提供的有源PFC的系统实施例三示意图；

图10是本发明提供的有源PFC系统实施例二示意图；

图11是本发明提供的解除恢复模块的示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

参见图1，该图为本发明提供的有源功率因数校正系统实施例一示意图。

本实施例提供的有源功率因数校正系统，包括：MCU3和第一电流采样模块5；

所述第一电流采样模块5，用于采集直流电源回路中的第一电流信号，将所述第一电流信号进行转换为对应的第一电压信号发送给所述MCU3的A/D口；

所述MCU3，用于判断所述直流侧的电流超过第一电流阈值时，启动第一重电流保护；所述直流侧的电流超过第二电流阈值时，启动第二重电流保护；所述第二电流阈值大于所述第一电流阈值；所述第一重电流保护是指MCU停止输出驱动功率器件的PWM脉冲信号，直到下次电源电压正常过零时，恢复所述PWM脉冲信号的输出；所述第二重电流保护是指MCU停止输出驱动功率器件的PWM脉冲信号，直到功率因数校正电路恢复正常状态后输出调整后的PWM脉冲信号。

需要说明的是，本发明提供的方法中，所述直到功率因数校正电路恢复正常状态后输出调整后的PWM脉冲信号，具体为：

判断功率因数校正电路的直流侧电压是否持续预定时间段内均小于预定目标电压，如果是，则功率因数校正电路恢复正常，输出调整后的PWM脉冲信号。

需要说明的是，在本发明实施例提供的有源功率因数校正系统中，MCU还可以和定时器一起完成异常过零的判断。下面来具体介绍。

本实施例提供的有源功率因数校正系统，还包括：定时器，用于计时；

所述MCU检测到电源电压过零时，定时器清零开始计时；

例如，以50Hz电网频率为例，则对应的电网周期为20ms。那么半个电网周期是10ms。理想状态下，应该10ms内有一次电源电压过零点。但是电网不可能一直没有波动，为了去除正常可以允许的波动，限定一个预定误差范围，例如预定误差范围可以设置为1ms，即9ms内有一次电源电压过零也认为是正常过零。如果两次电源电压过零之间的时间间隔为小于9ms，则认为是异常过零。

为了使本领域技术人员更好地理解本发明以上实施例提供的技术方案，下面结合附图再详细阐述。

参见图2a，该图为本发明提供的异常过零示意图。

需要说明的是，考虑到电压的正常波动，因此，设置了正常过零的时间间隔为Top到Tcs之间均属于正常过零。

从图2a中可以看出，第一次电源电压过零时刻为O1，第二次为O2，显然O1和O2之间的时间间隔小于Top，因此属于异常过零。第三过零O3时刻才为正常过零。

参见图2b，该图为本发明提供的正常过零示意图。

从图2b中可以看出，第一次电源电压过零时刻为O1，第二次为O2，显然，O1和O2之间的时间间隔大于Top，因此属于正常过零。

下面介绍本发明提供的在一个控制周期内的控制方法。

所述MCU还用于：

由于第一控制阶段内，输入电流是逐渐增大的，因此，第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，由于输入电流是最大的峰值阶段，因此，此阶段没有PWM脉冲信号输出，功率器件处于关断状态；第三控制阶段，由于输入电流是逐渐减小的，因此，第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。这样控制，可以调节输入电流的波形与输入电压的波形接近，趋于正弦波。

本发明提供的控制方法，将交流电源的半个周期作为一个控制周期，当然也可以理解为将直流电源的一个周期作为一个控制周期。本方法将一个控制周期分为三个阶段，在靠近电压过零点的部分作为第一控制阶段和第三控制阶段，将电流峰值部分作为第二控制阶段；由于第一控制阶段和第二控制阶段内电流比较小，因此输出PWM脉冲信号给功率器件；并且第一控制阶段的第一PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减，第二控制阶段的第二PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；由于第二控制阶段对应的电流比较大，因此该阶段不输出PWM脉冲信号，功率器件一直处于关断状态。本方法对一个控制周期两端电流较低的区域进行补偿，中间波峰区域不作补偿，这样既可以将电流波形调整趋于正弦波，同时功率器件不需要一直频繁通断，这样可以有效地提高功率因数，减少谐波，功率因数补偿效果好。

另外，相对于使用工频器件的完全有源PFC，本发明采用了更低频率的驱动载波，且为不连续通断控制。虽然谐波抑制效果和功率因数略有下降，但由于通断频率低，且部分时间内对功率器件进行关断，使功率器件损耗大幅降低；且使用一般的主控芯片进行模块化编程后即可实现，无需专用芯片，对集成的主控芯片要求也不高(16位MCU即可实现)，因此，成本较低。

为了使本领域技术人员更好地理解和体会本发明以上方法带来的优点，下面介绍现有技术中不做功率因数校正时，输入电压和输入电流的波形。

参见图3，该图为现有技术中输入电压和输入电流的波形示意图。

图3中的Vdc表示图1中负载R两端的电压；Vac表示交流电源输出的电压；Iac表示有负载R时，交流电源的输出电流，即整流器的输入电流。

从图中可以清楚地看出，Vac是一个标准的正弦波，而Iac不是一个标准的正弦波，Iac靠近Vac过零部分有一段是零。因此Vac和Iac的相位不一致，产生的电流谐波会对电网造成一定程度的污染；这正是功率因数校正的缘由，因为功率因数校正的作用就是为了使Vac与Iac的相位尽可能地保持一致，这样保证较高的功率因数，也可以抑制谐波的影响。

下面详细介绍本发明的一种具体实现方式。

第一控制阶段内，由于输入电流在没有进行补偿前是逐渐增大的趋势，因此，在这个阶段内，将PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减。

具体参见图4，该图为本发明提供的第一控制阶段内的PWM脉冲信号示意图。

为了方便理解，图4中仅以几个控制周期内的PWM脉冲信号为例进行介绍。

0-t₁为第一控制周期，依次类推，t₇-t₈是第八控制周期。

第一控制周期到第五控制周期可以明显地看出，PWM脉冲信号的高电平宽度是依次递减的，以Tn表示每n控制周期PWM脉冲信号的高电平宽度，即T1>T2>T3>T4>T5>T6。

从图4中可以看出，从第六个控制周期开始停止输出PWM脉冲信号，即对应的功率器件一直处于断开状态。

具体地，下面结合公式具体介绍PWM脉冲信号的高电平宽度以怎样的规律进行递减。

所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；具体按照以下公式：

T_n=T_n-1-K_p/ΔI_n

I_nref=I_pk*sin(π*n(2F_qs)/F_qc)

其中，K_p为衰减系数；

T_n为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；

I_n是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；

I_nref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；

F_qs是电网频率，F_qc是PWM脉冲信号的频率。

需要说明的是，每个控制阶段内（包括第一控制阶段和第三控制阶段），第一个PWM脉冲的高电平宽度是由直流侧电压和设定参考电压决定的，所述直流侧电压为每个控制周期内检测的直流侧电压；具体为：

假设第一控制阶段有M1个PWM脉冲；利用本发明提供的方法，即第1个PWM脉冲的高电平宽度最大，功率器件导通的时间最长；第M1个PWM脉冲的高电平宽度最小，功率器件导通的时间最短。

每个控制周期内第1个PWM脉冲的高电平宽度依照检测的直流侧电压和设定参考电压的差作调节，第2至M1个PWM脉冲跟随第1个PWM脉冲相应变化。

以上介绍了PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减的形式，下面介绍第三控制阶段内，第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增的形式，其实，原理与上述的依次增减的相同。

所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增具体按照以下公式：

T_n=T_n-1+K_p/ΔI_n

I_nref=I_pk*sin(π*n(2F_qs)/F_qc)

其中，K_p为衰减系数；

T_n为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；

I_n是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；

I_nref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；

I_pk是前一个控制周期的峰值电流；

F_qs是电网频率，F_qc是PWM脉冲信号的频率。

由于在第三控制阶段内，输入电流是逐渐减小的，因此，此阶段内的PWM脉冲信号对应的高电平宽度是依次递增的，当检测到电源电压下次过零时，第三控制阶段完成，即一个控制周期结束。

当然，可以理解的是，a与b的取值也可以不相同。

需要说明的是，所述峰值电流由上一个电源电压周期内的平均电流获得。

为了使本发明的有益效果更加清楚易懂，下面结合图5和图3来详细分析。

从图5中可以看出，经过本发明提供的方法调节以后，输入电流Iac的波形与输入电压Vac的相位一致性得到了提高。

最主要的是，Iac在靠近Vac过零点的部分不在是没有信号，不再有一段为零。本发明中的Iac从过零点开始逐渐上升到峰值，然后从峰值逐渐下降到零点。T1是第一个控制周期，以此类推，t4是第四个控制周期。

ta对应的Iac是电流峰值的a%；tb对应的Iac是电流峰值的b%。

为了使控制方法更简单，可以使所述a与b相等；即

a与b均可以为有效电流与峰值电流的比值。

需要说明的是，优选选择的是，本发明提供的以上方法对有源PFC电路中的功率器件使用8～14KHz的PWM脉冲信号频率。由于这个频段，较全程有源PFC驱动方式的20KHz以上的频段低了很多，对MCU处理速度的要求有大幅下降，并且减少了功率器件的损耗，同时又能保持对DC电压较好的提升效果。MCU是有源PFC中的主控制器。

为了使本领域技术人员更好地理解本发明提供的方法，下面介绍电源电压过零信号检测的方法。

需要说明的是，本发明中的电源可以为0～24V的电源，具体情况时可以优选+5V，有些应用场合可以优选+15V。下面有的具体场合的电压可以有所区别，但是，不局限于具体列举的电压值。

参见图6，该图为本发明提供的电源电压过零检测电路示意图。

所述过零点连接双向光耦PC1的输出负端（PC1的3脚）；

所述双向光耦PC1的输出正端（PC1的4脚）连接0～24V电源，具体可以为5V电压；

所述双向光耦PC1的输入正端（PC1的1脚）通过第一百零一电阻R101连接交流的输入正端AC_L，双向光耦PC1的输入负端（PC1的2脚）通过第一百零二电阻R102连接交流的输入负端AC_N；

需要说明的是，交流电源的过零点还通过第一百零三电阻R103连接MCU700的中断口。

MCU700的中断口检测到过零点时，定时器清零重新计数，下一次检测到过零点时，需要判断定时器的计时值与预定时间进行比较。

另外，本发明实施例还提供对有源PFC电路中的过电流进行保护的方法。

参见图7，该图为本发明提供的有源PFC系统实施例二示意图。

本实施例提供的有源PFC系统，还包括：第二电流采样模块4；

所述第二电流采样模块4，用于采集有源PFC电路中功率器件上流过的第二电流信号，当所述第二电流信号超过设定的第二门限电流时，发送中断信号给所述MCU5的中断口；

所述MCU5，用于判断所述第一电压信号超过设定的第一门限电压时，停止输出PWM脉冲；或者判断中断口有中断信号时，停止向功率器件输出PWM脉冲。

本实施例提供的有源PFC系统，既检测功率器件Q上流过的电流，又检测直流回路的电流。这样，由于Q上的过电流是瞬时值，通过实时检测Q上流过的电流，当检测到Q上的电流出现过电流时，及时停止输出驱动Q开关状态的PWM脉冲。并且，检测Q上的电流反馈给MCU的是中断口，由于中断口的响应速度很快，因此，可以及时地对Q进行保护，以免Q因为过电流而损坏。同时，通过检测整流回路上的总电流对应的第一电压信号，将第一电压信号反馈至MCU的A/D口，当出现过流时，停止输出给Q栅极的PWM脉冲，当没有出现过流时，可以根据第一电压信号的大小来闭环反馈调整PWM脉冲的脉冲宽度（或占空比）从而使功率因数补偿的效果得到提升。

需要说明的是，如果仅检测Q上流过的电流，虽然可以实时对功率器件进行过电流保护。但是由于没检测整流回路的总电流，因此无法对有源PFC补偿过剩带来的过电流进行保护，以及无法根据总电流的实时值来进行闭环反馈的PWM脉冲宽度进行补偿处理。

需要说明的是，如果只检测了整流回路的总电流，可以弥补仅检测Q上的电流带来的缺点，但无法实时地保护功率器件。这是因为流过功率器件的过电流是瞬时值，虽然也会反映到整流回路的总电流的采样电阻上，但整流回路的总电路的反馈是MCU的A/D口，不是中断口。由于软件的响应处理速度较慢，因此会导致过电流保护不及时，可能还没来得及进行保护，功率器件已经被损坏了。

因此，本发明实施例提供的过电流保护电路，分别检测Q上的电流和整流回路的总电路，这样可以及时检测出Q上的瞬时电流值，并且通过MCU的中断口来进行保护，这样进行保护的响应速度快，从而可以降低Q被损坏的风险。

需要说明的是，图7中的第一电流采样电阻R1属于第一电流采样模块3；第二电流采样电阻R2属于第二电流采样模块4。

所述第一电流采样电阻R1连接在整流桥DB的输出负极与直流电源负极DC-之间；

所述第二电流采样电阻R2与有源PFC电路中的功率器件Q相串联。

需要说明的是，所述有源PFC电路还包括滤波电容C1；

所述滤波电容C1的两端分别连接所述整流桥DB的输出正极和输出负极。

该滤波电容C1的作用是保护整流桥DB不受雷击、电源波动等冲击损坏；同时兼有滤除EMC噪音，减少对输电电网的干扰。

所述第一电流采样模块包括：第一电流采样电阻、第一电压转换单元；

所述第二电流采样模块包括：第二电流采样电阻、第二电压比较单元；

所述第二电流采样电阻与有源PFC电路中的功率器件相串联，用于检测流过功率器件的电流信号；

所述第二电压比较单元，用于将与所述第二电流采样电阻上的电压成正比的电压与预设电压进行比较，当与所述第二电流采样电阻上的电压成正比的电压超过预设电压时，发送中断信号给所述MCU的中断口。

所述MCU还用于判断当所述第一电压信号超过设定的第二门限电压时，切断给压缩机的供电回路；当所述第一电压信号超过设定的第三门限电压时，用于关闭室外供电电源。

参见图8，该图为图7对应的具体电路图。

所述第一电压转换单元31包括：

第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7和第八电阻R8；

所述第一运算放大器IC1的正相输入端通过第八电阻R8接地，所述第一运算放大器IC1的正相输入端通过第七电阻R7连接0～24V0～24V电源；

所述第一运算放大器IC1的反相输入端连接所述第一运算放大器IC1的输出端；

所述第一运算放大器IC1的输出端通过第五电阻R5连接第二运算放大器IC2的正相输入端，所述第二运算放大器IC2的正相输入端通过第六电阻R6接地；

所述第二运算放大器IC2的输出端通过依次串联的第四电阻R4和第三电阻R3连接整流桥DB的输出负极；

所述第二运算放大器IC2的反相输入端连接第三电阻R3和第四电阻R4的公共端。

需要说明的是，此处IC1为电压跟随器，IC2为放大器，这样设计的优点是可以提高硬件回路的稳定性。

需要说明的是，第一电压转换单元31将采集的第一电流采样信号转换为0～5V的电压信号后发送给MCU的A/D口。

需要说明的是，IC1的正相输入端的基准电压为R8上的电压，R7和R8串联对0～24V电压进行分压，具体可以为5V电压进行分压。

通过R7、R8、IC1设计电压跟随器取得所需电压V1（IC1的1脚电压），再通过R5、R6分压设计获得IC2的目标参考电压V2（IC2的5脚电压），最后通过R3、R4、R1、V2的公式换算将电流采样信号转换放大成IC2第7脚输出的A/D电压信号。

所述第二电压比较单元41包括：第十一电阻R11、第十三电阻R13、第十四电阻R14和第二比较器IC3；

所述第二比较器IC3的正相输入端通过所述第十一电阻R11和第二电阻R2连接所述直流电源负极DC-；

所述第二比较器IC3的反相输入端通过第十四电阻R14接地，所述第十四电阻R14通过所述第十三电阻R13连接0～24V电源具体可以连接5V电压；所述第十四电阻R14上的电压作为所述预设电压；

所述第二比较器IC3的输出端连接MCU5的中断口。

需要说明的是，R13和R14串联作为分压电阻来对5V进行分压，分压后将R14上的电压作为IC3的反相输入端的基准电压，即所述预设电压。

第二采样电流信号产生的电压通过R2和R11进行分压，分压后的电压输入IC3的正相输入端。

当IC3正相输入端的电压高于R14上的电压时，IC3的输出信号将发送翻转，这样翻转信号输入到MCU5的中断口。MCU5进行相应的过电流保护。

需要说明的是，为了提高该过电流保护电路的抗干扰能力，本发明还设计了滤波电路。下面继续结合图4进行详细介绍。

所述第二电压比较单元41还包括：第十三电容C13、第十四电容C14、第十五电容C15、第九电阻R9、第十电阻R10和第一二极管D1；

所述第十三电容C13的两端分别连接所述第二比较器IC3的反相输入端和地；

所述第十四电容C14并联在所述第十四电阻R14的两端；

所述第十五电容C15的两端分别连接第二比较器IC3的电源和地；

所述第二比较器IC3的反相输入端通过依次串联的第十电阻R10、第一二极管D1、第九电阻R9连接0～24V电源，具体可以连接+5V电压；

所述第二比较器IC3的电源为0～24V，具体可以连接+15V电压。

C13的作用是为了滤除第二采样电流信号的噪音；

C14的作用是为了滤除IC3的反相输入端的基准电压中的噪音；

C15的作用是为了使IC3的供电电源0～24V和地G间的平滑和滤波，具体供电电源可以为+15V电压。

所述第一电压转换单元还包括：第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7；

所述第一运算放大器IC1的电源通过所述第三电容C3接地；

所述第一运算放大器IC1的电源通过所述第五电容C5接地；

C3是电解电容；主要起平滑作用、兼有滤波作用；

C5是无极性电容，起滤波作用；

15V通过C3和C5这两个容接地，电源电压稳定性提高，杂波干扰减少。

所述第二运算放大器IC2的反相输入端通过所述第四电容C4接地；

所述第一运算放大器IC1的正相输入端通过所述第六电容C6接地；

所述+5V电源通过所述第七电容C7接地。

C4的作用是为了滤除IC2反相输入端（第6脚）的输入信号中的噪音；

C6的作用是为了滤除IC1正相输入端（第3脚）的输入信号中的噪音；

C7是电解电容；主要起5V电源的平滑作用、兼有滤波功能。

D1与R10组合设计是为了提高比较器的稳定性。

需要说明的是，本发明以上实施例提供的过电流保护电路中，所述MCU还用于判断当所述第一电压信号超过设定的第二门限电压时，切断给压缩机的供电回路；当所述第一电压信号超过设定的第三门限电压时，用于关闭所有供电电源。

可以理解的是，由于本发明实施例中检测直流回路总电流的反馈端是MCU的A/D口，因此，MCU通过判断A/D的电压信号的大小来实施不同级别的控制策略。

例如，设定三个保护级别。分别对应的所述第一门限电压为3.8V，第二门限电压为4.2V，第三门限电压为4.5V等。需要说明的是，这三个门限电压可以根据实际需要自由设定不同的数值，在此仅是举例说明，不局限具体的数值。

当第一电压信号小于3.8V时，MCU仅控制PWM的脉冲宽度，不停止输出PWM脉冲。这样可以提高整个空调系统的功率因数。

当第一电压信号大于等于3.8V小于4.2V时，MCU停止输出PWM脉冲；

当第一电压信号大于等于4.2V小于4.5V时，MCU停止输出PWM脉冲，并且控制压缩机停止运行；这样可以保证整个空调系统的安全。

当第一电压信号大于等于4.5V时，MCU控制空调室外的供电停止。

需要说明的是，本发明以上实施例中对于整流回路总电流的检测实施的各种保护，还可以通过在AC电源回路增设电流互感器CT来检测AC电源回路的总电流，进而实现各种保护，原理与检测整流回路的总电流的原理相同，在此不再赘述。

本发明还提供了功率器件上的电流过流以及直流侧电压过压的硬件保护电路。

参见图9，该图为本发明提供的有源PFC的系统实施例三示意图。

本实施例提供的有源PFC的硬件保护电路，包括：第二电流检测模块4、直流电压过电压检测模块200、触发保护模块300和运算保护模块400；

需要说明的是，图9中的第二电流检测模块4在图7所示实施例中已经详细介绍过了，因此，在此不再赘述。

所述第二电流检测模块4，用于检测有源PFC电路中功率器件Q上流过的第一电流信号，将该第一电流信号转换为对应的第一电压信号，当该第一电压信号超过第一预定门限电压时，发送第一触发信号给所述触发保护模块300；

所述直流电压过电压检测模块200，用于检测与直流回路输出的直流电压成正比的第一直流电压，当该第一直流电压超过第二预定门限电压时，发送第二触发信号给所述触发保护模块300；

所述触发保护模块300，用于检测到所述第一触发信号和第二触发信号中的任何一个时，发送保护信号至所述运算保护模块400；

所述运算保护模块400，用于切断MCU输出给所述功率器件的PWM脉冲信号，所述PWM脉冲信号用来驱动功率器件的导通和关断。

需要说明的是，所述功率器件Q的导通和关断是由PWM脉冲来控制的，该PWM脉冲一般是经过驱动电路将PWM脉冲信号放大以后连接到Q的控制端，例如，当Q为IGBT时，该控制端为IGBT的栅极。

图9中运算保护模块400输出的信号就是经过IGBT驱动回路2进行信号放大后连接到Q的栅极的。

需要说明的是，图9中的第二电阻R2属于所述第二电流检测模块4，第二电阻R2与功率器件Q串联，功率器件Q通过所述R2接地；

图9中的第三电阻R3、第四电阻R4和第五电阻R5属于所述直流电压过电压检测模块200，所述R3、R4和R5串联在所述直流电源输出正极DC+和输出负极DC-之间；R3、R4和R5将直流电压进行分压后反馈给直流电压过压检测模块200，其中R5上的电压作为所述第一直流电压。

本实施例提供的硬件保护电路，全部由硬件来实现保护，硬件电路的动作时间比软件保护要短很多，这样可以更及时地对过电流或者过电压进行保护。本发明既可以对功率器件的过电流进行保护，又可以对整个回路的过电压（包括直流电压和交流电压）进行保护，无论是过电压还是过电流均触发保护，运算保护模块将停止输送给功率器件PWM脉冲信号，这样功率器件将断开，以避免对功率器件造成损坏。这样，即使MCU的响应处理速度较慢，仍然输出PWM脉冲信号，但是运算保护模块已经拦截了该PWM脉冲信号，因此，该硬件保护电路可以及时有效地对有源PFC电路中的过电流或者过电压进行保护，并且这种保护更为安全可靠。

下面结合附图详细说明本发明中的各个模块的具体实现方式。

参见图10，该图为本发明提供的有源PFC系统实施例四示意图。

所述第二电流检测模块4包括：第一电压转换单元101和第一电压比较单元102；

所述第一电压转换单元101包括第三十电阻R30和第二电阻R2；所述功率器件Q的一端连接整流桥DB的输出正极（图中Q的一端是通过L连接DB的输出正极），所述功率器件Q的另一端通过所述第二电阻R2接地；

所述第一电压比较单元102包括第一比较器IC1、第三十二电阻R32和第三十三电阻R33；所述第一比较器IC1的正相输入端通过依次串联的第三十电阻R30和第二电阻R2接地；所述第一电压信号为R2和R30串联后的电压，即R2和R30上的电压之和。

所述第一比较器IC1的反相输入端通过第三十三电阻R33接地，所述第一比较器IC1的反相输入端通过第三十二电阻R32连接+5V电源；所述第三十三电阻R33上电压为所述第一预定门限电压；

所述第一比较器IC1的输出信号为所述第一触发信号。当所述第一电压信号超过所述第一预定门限电压时，IC1发生翻转，输出高电平信号。

需要说明的是，所述第一比较器IC1的输出端还通过第二十八电阻R28连接5V电源；这样以便于当第一电压信号未超过所述第一预定门限电压时，IC1输出的是低电平；

R28接5V的作用是，当第一电压信号超过所述第一预定门限电压时，IC1的输出端1脚内部断开悬空，高电平信号的产生是由5V经过R28后产生的，并非IC1的输出端1脚直接输出高电平。

图10中的第一电压比较单元102中还包括：第十五电容C15、第十三电容C13、第三十一电阻R31、第二十九电阻R29、第一二极管D1、第十四电容C14；

IC1的反相输入端通过C14接地；

IC1的反相输入端通过依次串联的R29和D1连接IC3的输出端；

IC1的工作电源由+15V电源来提供，该电源的正端和负端之间连接有C15；

IC1的正相输入端通过R31连接+5V电源；

IC1的正相输入端通过C13接地。

C15起到了IC1电源+15V和地G间的平滑、滤波作用；

C13起滤波作用；

电容C14起滤波作用；

R31、R30、R2串联后起到电流信号采样转化为电压信号的作用；

D1和R29起到提高比较器稳定性的作用。

下面继续结合图10介绍直流电压过电压检测模块的具体实现方式。

所述直流电压过电压检测模块包括：第一直流电压检测单元201和第二电压比较单元202；

所述第一直流电压检测单元201包括依次串联在直流电源输出正极DC+和输出负极DC-的第三电阻R3、第四电阻R4和第五电阻R5；所述第五电阻R5上的电压作为所述第一直流电压；

所述第二比较单元202包括第二比较器IC2、第三十六电阻R36和第三十七电阻R37，所述第二比较器IC2的正相输入端通过所述第三十七电阻R37接地，所述第二比较器IC2的反相输入端通过所述第三十六电阻R36连接+5V电源；所述第三十七电阻R37上的电压作为所述第二预定门限电压；

所述第二比较器IC2的输出信号为所述第二触发信号。

所述第二比较单元202还包括：第三十四电阻R34、第二二极管D2、第三十五电阻R35、第十六电容C16、第十八电容C18、第十七电容C17；

所述IC2的输出端通过R34连接5V电源；

所述IC2的正相输入端通过依次串联的R35和D2连接IC3的输出端；

所述IC2的正相输入端通过C16接地；

所述IC3的正相输入端通过串联的C18和C17接地。

C16、C17、C18起滤波作用；

D2和R35起到提高比较器稳定性的作用；

R34接5V的作用是，当第二电压信号超过所述第一直流电压时，IC2的输出端7脚内部断开悬空，高电平信号的产生是由5V经过R28后产生的，并非IC2的输出端7脚直接输出高电平。

下面继续结合图10详细介绍触发保护模块的具体实现方式。

所述触发保护模块包括：第一触发器D1、第二触发器D2和第一与门Y1；

所述第一触发器D1的CK端连接所述第一比较器IC1的输出端，所述第一触发器D1的Q非端连接所述第一与门Y1的第一输入端；

所述第二触发器D2的CK端连接所述第二比较器IC2的输出端，所述第二触发器的Q非端连接所述第一与门Y1的第二输入端；

所述第一与门Y1输出的信号为所述保护信号。

下面继续结合图10介绍本发明实施例提供的运算保护模块的具体实现方式。

所述运算保护模块包括第二与门Y2；

所述第二与门Y2的第一输入端连接所述保护信号；

所述第二与门Y2的第二输入端连接MCU700输出的PWM脉冲信号；

所述第二与门Y2的输出端连接功率器件Q的控制端。图中是Y2的输出信号经过IGBT驱动回路2以后再连接Q的控制端。

需要说明的是，本发明实施例还提供了解除恢复模块，用来解除运算保护模块的作用，即当过电流和过电压消失以后，使整个PFC电路正常工作。本发明中是通过交流电源的过零点信号来进行解除的，下面结合图10详细说明解除恢复模块的组成以及工作原理。

该硬件保护电路还包括与所述触发保护模块300连接的解除恢复模块500，用于当所述第一电压信号未超过第一预定门限电压且第一直流电压未超过第二预定门限电压时，用于控制所述触发保护模块300不发送保护信号。

下面结合具体电路图来介绍解除恢复模块的具体实现方式。

参加图11，该图为本发明提供的解除恢复模块的示意图。

所述解除恢复模块500包括第六电阻R6和第三电容C3；

所述第六电阻R6的一端连接交流电源的过零点（双向光耦PC1的3脚）；

所述过零点连接双向光耦PC1的输出负端（PC1的3脚）；

所述双向光耦PC1的输出正端（PC1的4脚）连接5V电源；

所述第六电阻R6的另一端通过所述第三电容C3接地；

所述第六电阻R6和第三电容C3的公共端连接所述第一触发器D1的重置端1CLR和第二触发器D2的重置端2CLR。

需要说明的是，交流电源的过零点还通过第一百零三电阻连接MCU700，MCU700通过检测交流电源的过零点来判断交流电源的频率是50Hz还是60Hz，另外为空调中的其他用到过零点的场合控制提供应用。

由于R6连接的是交流电源的过零点，因此，以50Hz的电网频率为例，对应的周期是20ms，那么对应的过零点的周期是10ms。这样以10ms为周期来解除D1和D2的保护。将D1和D2进行重置。

为了保证触发保护有效地进行，本发明还设计了延时模块，为了使保护信号的电平持续预定时间后才解除。这样使功率器件安全地停止动作并保持一段时间，确保PFC的动作恢复时整个系统处于安全的状态。

例如为了保护整机系统（可以为空调系统），让系统的电压、电流、温升等参数处于比较安全的状态后，再进行PFC中功率器件的驱动，从而进行功率因数补偿。

具体可以体现在以下两点：

1）当出现过电压时，MCU会马上停止PFC和压缩机、风机等的输出并进行保护，由于负载已停止运转，所以直流电压不会马上降低到安全范围内，若对保护信号不进行延时，立即又对系统供电，会进一步抬高直流电压，从而导致安全风险。

2）当出现过电流时，PFC的输出会马上停止，如果不对保护信号进行延时，功率器件（IGBT）又会进入过电流保护状态，如此反复，会导致IGBT的温升过高、或电流过流冲击过多从而引起功率器件的损坏。

因此，本发明还提供了延时模块，继续参见图10。

该硬件保护电路还包括与所述触发保护模块300相连接的延时模块600，用于将所述触发保护模块300输出的保护信号进行预定时间的延时后发送给所述MCU700的中断口和所述运算保护模块400。

下面介绍延时模块的一种具体实现方式。

所述延时模块600包括第三比较器IC3和第四比较器IC4；

所述第三比较器IC3的反相输入端通过第十四电阻R14连接第一与门Y1的输出端；所述第十四电阻R14通过第十五电阻R15接地；

所述第三比较器IC3的正相输入端通过第十三电阻R13接地；所述第十三电阻R13通过第十二电阻R12连接5V电源；

所述第三比较器IC3的输出端通过第第八电阻R8连接第四比较器IC4的反相输入端；

所述第四比较器IC4的正相输入端通过串联的第二十四电阻R24和第十二电容C12接地；所述第十二电容C12通过第二十三电阻R23连接15V电源；

所述第四比较器IC4的输出端连接所述第二与门Y2的第一输入端。

需要说明的是，延时模块600的延迟时间可以通过设定R23和C12的具体数值来调整。

下面说明具体的工作原理。

D1和D2恢复后，输出的电平由低变高，经过Y1输出高电平，经IC3比较后1脚输出低电平，使6脚变为低电平，同时Q2截止不导通，15V通过R23向电解电容C12缓慢充电（充电时间由R23、C12的参数设定、根据系统需要的保护恢复时间来定，要求比恢复周期大，比如设定10S），直到使5脚的电平高出6脚的电平，才使7脚的电平由低变高，从而使运算保护模块400中的Y2恢复导通输出MCU的PWM脉冲信号，使PFC电路恢复正常工作。

本发明以上实施例提供的电路，通过硬件可以及时地切断功率器件的PWM脉冲信号，即使MCU的响应处理速度较慢，仍在输出PWM脉冲信号，也能及时地通过硬件保护电路的快速响应使功率器件安全地停止动作。这种保护更为及时有效，更为安全可靠。并且还设置了解除恢复模块，在过电流和过电压消失后，使整个PFC电路自动恢复正常工作。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims

1.一种有源功率因数校正系统，其特征在于，包括：MCU和第一电流采样模块；

2.根据权利要求1所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，还包括：定时器，用于计时；

所述MCU检测到电源电压过零时，定时器清零开始计时；

3.根据权利要求2所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述MCU还用于：

所述第一控制阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a％；所述第三控制阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b％到下次交流电源电压过零点；所述第二控制阶段是指一个控制周期中除了第一控制阶段和第三控制阶段后的中间阶段；

4.根据权利要求3所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述MCU还用于：每个控制阶段内，第一个PWM脉冲的高电平宽度是由直流侧电压和设定参考电压决定的，所述直流侧电压为每个控制周期内检测的直流侧电压；具体为：

5.根据权利要求4所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；具体按照以下公式：

T_n＝T_n-1-K_p/ΔI_n

I_nref＝I_pk*sin(π*n(2F_qs)/F_qc)

T_n＝T_n-1+K_p/ΔI_n

I_nref＝I_pk*sin(π*n(2F_qs)/F_qc)

其中，K_p为衰减系数；

T_n为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；

I_n是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；

I_nref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；

I_pk是前一个控制周期的峰值电流；

F_qs是电网频率，F_qc是PWM脉冲信号的频率。

6.根据权利要求1所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，还包括：所述第二电流采样模块，用于采集有源PFC电路中功率器件上流过的第二电流信号，当所述第二电流信号超过设定的第二门限电流时，发送中断信号给所述MCU的中断口；

7.根据权利要求6所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，还包括：直流电压过电压检测模块、触发保护模块和运算保护模块；

8.根据权利要求7所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述保护信号还反馈至所述MCU的中断口；

所述MCU用于停止输出PWM脉冲信号。

9.根据权利要求7所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述功率器件过电流检测模块包括：第一电压转换单元和第一电压比较单元；

所述第一比较器的输出信号为所述第一触发信号。

10.根据权利要求9所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述直流电压过电压检测模块包括：第一直流电压检测单元和第二电压比较单元；

所述第二电压比较单元包括第二比较器、第三十六电阻和第三十七电阻，所述第二比较器的正相输入端通过所述第三十七电阻接地，所述第二比较器的反相输入端通过所述第三十六电阻连接0～24V电源；所述第三十七电阻上的电压作为所述第二预定门限电压；

所述第二比较器的输出信号为所述第二触发信号。

11.根据权利要求10所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述触发保护模块包括：第一触发器、第二触发器和第一与门；

所述第一与门输出的信号为所述保护信号。

12.根据权利要求11所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述运算保护模块包括第二与门；

所述第二与门的第一输入端连接所述保护信号；

所述第二与门的第二输入端连接MCU输出的PWM脉冲信号；

所述第二与门的输出端连接功率器件的控制端。

13.根据权利要求12所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，还包括与所述触发保护模块连接的解除恢复模块，用于当所述第一电压信号未超过第一预定门限电压且第一直流电压未超过第二预定门限电压时，用于控制所述触发保护模块不发送保护信号。

14.根据权利要求13所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述解除恢复模块包括第六电阻和第三电容；

所述第六电阻的一端连接交流电源的过零点；

所述过零点连接双向光耦的输出负端；

所述双向光耦的输出正端连接0～24V电源；

第六电阻的另一端通过所述第三电容接地；

15.根据权利要求12所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，还包括与所述触发保护模块相连接的延时模块，用于将所述触发保护模块输出的保护信号进行预定时间的延时后发送给所述MCU的中断口和所述运算保护模块。

16.根据权利要求15所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述延时模块包括第三比较器和第四比较器；

所述第四比较器的输出端连接所述第二与门的第一输入端。

17.根据权利要求1所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述第一电流采样模块包括：第一电流采样电阻、第一电压转换单元；

18.根据权利要求1所述的有源功率因数校正系统，其特征在于，所述MCU还用于判断当所述第一电压信号超过设定的第二门限电压时，切断给压缩机的供电回路；当所述第一电压信号超过设定的第三门限电压时，用于关闭室外供电电源。