CN104170253B - 用于部分复数处理的重叠滤波器组中的低延迟实复转换 - Google Patents

Abstract

一种重叠滤波器组的布置包括合成级和分析级。合成级接收被分割为时间块的第一信号，并基于此输出将被分析级接收的中间信号，所述中间信号形成用于计算被分割为时间帧的第二信号的基础。在实施例中，合成级可操作为释放比其输出块早L‑1个时间块的时间块中的中间信号的近似值，所述近似值基于第一信号的任何可用时间块而计算，以使得近似值在分析级中对第二信号有贡献。延迟典型地减少L‑1个块。应用一般地包括音频信号处理，特别地包括实复转换。

Description

用于部分复数处理的重叠滤波器组中的低延迟实复转换

相关申请的交叉引用

本申请要求2012年2月24日提交的序号为61/602,848的美国临时专利申请和2012年4月10日提交的序号为61/622,389的美国临时专利申请的优先权，所有这些专利申请的全部内容特此引用并入这里。

技术领域

本文中所公开的发明总地涉及数字信号处理。更确切地说，本发明涉及用于对一个或多个音频信号的频域表示进行处理的重叠滤波器组的布置。

背景技术

在数字信号处理领域中，存在其中两个滤波器单向地或双向地合作的许多应用。在单向关系中，一个滤波器可以接收另一个滤波器的输出，并且对该输出执行运算。作为一个例子，信号的频域表示的实虚转换可以按照先进行频域到时域合成步骤、再进行时域到频域分析的方式进行。因为变换滤波器就其本质而言引入了非零延迟，所以两个或更多个滤波器的布置可能具有相当大的总延迟，这在某些情况下可能造成不便。由于这个原因和其他原因，已经提出了可替代的解决方案，包括在申请人的专利US 6,980,933中所描述的实虚转换。然而，可取的是，除了该方法之外，还提出进一步的替代方案。

附图说明

现在将参照附图描述本发明的实施例，其中：

图1和图2是充当音频处理系统中的合成滤波器的有限脉冲响应(FIR)滤波器的概括框图；

图3a是在不同时刻示出基于输入信号生成中间信号(y)并且进一步基于该中间信号生成输出信号的两个缓冲器的内容的简化信号图；

图3b示出将与图3a中所示的处理结合应用的示例分析窗口；

图4和图5示出充当音频处理系统中的分析滤波器的FIR滤波器；

图6、图7和图8示出在其中可以部署本发明的实施例的音频处理系统；和

图9是根据本发明的实施例的音频处理方法的流程图。

所有图都是示意性的，并且一般仅示出了阐明本发明所必要的部分，而其他部分则可以省略或者仅仅被建议。除非另有指示，否则相似的标号在不同图中指示相似的部分。

具体实施方式

I.概述

本发明尤其提出了使得能够对音频信号的频域表示中的系数进行高效率的实虚运算的方法和装置。实虚运算可以通过先进行频域到时域合成步骤、再进行时域到频域分析来进行。本发明的示例实施例提供一种用于基于音频信号的实频域表示来提供该信号的部分复频域表示的方法、以及用于执行该方法的音频处理系统和计算机程序产品，该方法、音频处理系统和计算机程序产品具有独立权利要求中所阐述的特征。

本发明的第一示例实施例提供一种音频处理系统，其总体上包括以下组成部分：

·合成级，

·分析级，通信地连接到合成级的输出，以及

·处理器。

处理器和合成级两者都接收作为输入的、信号的第一频域表示的第一子带范围。处理器将第一频域表示和分析级的输出组合以形成所述信号在第一子带范围内的复频域表示。处理器可以进一步接收作为输入的、所述信号的第二子带范围的频域表示，由此处理器可以被配置为将所述信号在所述信号的第一子带范围内的表示和第二子带范围内的表示两者组合为所述信号的部分复频域表示。优选地，第二子带范围是第一子带范围的补集，以使得这两个范围取尽所述信号的第一频域表示。

分析级的输出被称为所述信号的第二频域表示。每个频域表示被分割为时间块(或时隙)，这些时间块包括N个采样。每个块的采样的数量可以是可变的。然而，优选地，每个块的采样的数量是固定的。第一频域表示被进一步分割为第一频谱分量，这些第一频谱分量表示所述信号在第一子带范围内的在多维空间的第一子空间中表达的频谱内容。第二频域表示被分割为第二频谱分量，这些第二频谱分量表示所述信号在第一子带范围内的在所述多维空间的第二子空间中表达的频谱内容，第二子空间包括所述多维空间的不包括在第一子空间中的部分。第一频域表示和第二频域表示可以是正弦表示和余弦表示，或者反过来。

在这个第一示例实施例中，合成级允许分析级访问比其输出时间块早d₁≥1个时间块的时间块中的中间时域表示的近似值。所述近似值基于第一频域表示的任何可用时间块而计算，其他时间块被用默认时间块取代，所述默认时间块诸如为其全部采样等于零或中性值的时间块，所述中性值表示无信号能量(无传感器激发)。如本文中所使用的，在给定时刻，合成级的输出时间块是最早时间块，其中，第一频域表示的一组时间块(该组时间块足以精确地计算同一时间块(即，该最早时间块))在合成级的正常操作中将可用。换句话讲，假定以正常的或预期的方式接收第一频域表示的时间块，将可以在与d₁个时间块相应的时间过去之后将所述近似值改善为相同数量(时间块)的精确值。在所述数据在该时刻可用的情况下，还将可以先验地计算精确值，而不是改善可用的近似值。显然，这个示例实施例的变型可以被配置为输出两个或更多个近似值，诸如时间块序列的近似值。

在这个第一实施例中，进一步，所述近似值对信号的第二频域表示有贡献，只要分析级使用该近似值作为用于计算第二频域表示的一个输入或多个输入之一。这意味着，分析级能够提早至少一个时间块地计算第二频域表示的给定时间块，这缩短了多带滤波器的通过时间。

在示例实施例中，合成级是FIR滤波器脉冲响应[h₀ h₁ h₂ ... h_Ls]，其中，每个系数是连续值的N矢量。基于输入序列[x₀ x₁ ... x_n]，FIR滤波器输出输出时间块这里，ο表示逐元素的矩阵乘法(Hadamard积)，并且求和也是逐元素的。N矢量由x_n的子块形成。从第一系数块为非零h₀≠(0,0,...,0)的意义上来讲，假定FIR滤波器是非平凡的(non-trivial)，使得直到输入了最年轻的输入时间块x_n，才能计算输出时间块y_n。也就是说，FIR滤波器的阶次为Ls。

在前面的示例实施例的进一步发展中，FIR滤波器包括用于存储中间时域表示的不同时间块的近似值的一个或多个输出缓冲器。每当FIR滤波器接收到信号的第一频域表示的新的时间块，就更新缓冲器。更新在于将缓冲器值增加与相关的脉冲响应系数预乘(pre-multiplication)的该新的时间块。(如本公开中所使用的，预乘不是指值块和系数块的预期顺序；事实上，逐元素乘法是可换的运算。)因此，与接收相对少量的更新的缓冲器相比，接收相对大量的更新的缓冲器存储更加可靠的近似值。在最后一次重置(或刷新)之后缓冲器经过了全部数量Ls+1次更新之后，它包含有关时间块的精确值。然而，在这个实施例中，时间块的近似值在仅Ls+1-d₁次更新之后被释放。换句话讲，来自其余的尚不可用的时间帧的贡献犹如这些帧被设置为零一样。

在示例实施例中，FIR滤波器包括用于存储所接收的第一频域表示的新近(recent)的时间块的一个或多个输入缓冲器。加权求和器负责生成比其正常输出时间块早d₁个时间块的时间块的近似值。为此，加权求和器检索Ls+1-d₁个缓冲器值，将这些缓冲器值预乘(脉冲响应系数的)相应的系数块，并且以逐元素的方式对这些结果进行求和。

在示例实施例中，通过要求近似值的计算包括应用表示总脉冲响应质量的至少50％的脉冲响应系数块来确保该近似值的计算的准确度。因此，假定为了计算近似值，使用系数那么，优选地

更高的百分比在正常情况下将提高精度。优选地，所应用的系数块的总质量至少为总质量的60％、70％或80％。这里，p是取决于d₁的数。在一些实施例中，可以使p＝d₁。

在前面的示例实施例的变型中，为了计算近似值而应用的脉冲响应系数块构成连续时间块序列，该序列包括脉冲响应的局部绝对极大值。绝对极大值可以是指具有最大质量的系数块、或者包含具有最大绝对值的单个系数的系数块。

在示例实施例中，分析级包括享有上面结合合成级描述的结构和/或功能特征的FIR滤波器。

在示例实施例中，音频处理系统包括布置在多带滤波器的输入点与用于形成信号的部分复频域表示的处理器的输入之间的至少一个延迟线。所述一个或多个延迟线通过确保同步性来便利于部分复频域表示的形成。可以通过本领域中已知的技术本身，例如，临时存储、时间戳记和/或合并到复合数据结构中来实现延迟。

从属权利要求限定本发明的进一步的示例实施例。指出，本发明涉及特征的所有组合，即使这些组合被记载在不同权利要求中。

II.示例实施例

图6a是在其中可以部署本发明的实施例的信号处理系统600的框图形式的概览。从左开始，时间信号(例如，通过使声波激发输出数字信号的声换能器而获得的音频信号的时域表示)被供给余弦调制滤波器组660，余弦调制滤波器组660可以是QMF或伪QMF类型。滤波器组660提供的输出信号与它所具有的频带(或频率区间)一样多。因为滤波器组660是余弦调制的，所以输出信号按照惯例被称为实谱(real spectral)分量。输入的时间信号和输出的频率信号两者都可以被分割为时间块和/或一个或多个信道。在滤波器组660的输出信号之中，第一子集被供给实复(real-to-complex)转换级611，实复转换级611通过加上与原始时间信号的正弦调制相应的虚数部分来将实谱分量转换为复谱(complex spectral)分量。复谱系数被供给部分复数(partially compelx)处理级640。在延迟线630中使滤波器组660的其余的输出信号(第二子集)延迟，以便与第一子集中的复谱分量同步地到达部分复数处理级640。第一子集和第二子集形成原始信号的部分复频域表示，该部分复频域表示可以在处理级640中经过应用特定的处理。所述应用特定的处理可以包括在与频带的第一子集相应的频率范围内已知的或预期涉及混叠问题(或与临界采样信号的处理有关地出现的其他难题)的运算。因为频域表示包括这个频率范围内的全复谱系数，所以具有这些特性的处理方案将典型地对于混叠问题和/或伪像将不是那么敏感，混叠问题和/或伪像否则可能降低音频或视频信号的感知质量。

可以如图6b中那样在更抽象的层次上描述音频系统600，其中，重叠相加处理级691之后接着是位于其下游的块处理级693。假定块大小恒定为N个采样，重叠相加处理691包括：形成子序列，每个子序列有K个连续块(包括K×N个采样)，并且将窗口函数应用于这些子序列。连续的窗口重叠，以使得给定块将被包括在多于一个的窗口中，关于窗口函数位于不同位置处。将连续的窗口重叠并相加以获得中间信号的块，这暗示着，直到输入信号进展到所有有贡献的输入块经由它们形成一部分的时间窗口可用的程度，才会准确地知道中间信号的给定块。在块处理级693中，使用中间信号的K’个连续块的子序列(每个子序列有K’×N个采样)作为具有一个块(N个采样)作为输出的处理操作的输入。重叠相加处理级691同时处理的块的数量K可以不同于在块处理级693中处理的块的数量K’(参看图3a)。可替代地，这些数量可以是相等的，K＝K’(参看图6)。块处理可以是二次采样的均匀调制的滤波器组的多级实现。由于窗口长度有限，直到当未来块的贡献为零时，输出数据的一个块才会完结。换句话说，每一个N个采样的输出块被从K’×N个输入采样(窗口长度)，并且对于每一个N个输入采样，存在N个(完结的)输出采样。

本发明的一方面涉及位于重叠相加处理级691与块处理级693之间的延迟减少级692。延迟减少级692将中间信号的块的近似从重叠相加处理级691转发给块处理级693，块处理级693因此可以比它使用给定块的精确值的情况更早地发起给定块的处理。在重叠相加处理691涉及存储器部分(随着时间的过去，该存储器部分将包含逐渐地(但是不一定单调地)接近给定输出块的精确值的近似)的连续增加的这样的实现中，延迟减少级692可以被配置为使得这些近似中的一些可供块处理级693访问。换句话讲，在常规实现中保持在内部仅可供重叠相加级691访问的近似值被延迟减少级692选择性地转发给块处理级693。

图7是示出根据本发明的示例实施例的具有多带滤波器770的音频处理系统700的概括框图。多带滤波器770接收音频信号的实频域表示，并且输出该信号的部分复频域表示。在多带滤波器770中，本质上存在两个并行处理路径，其中第一处理路径负责处理第一子带范围(其可以用与频率区间的第一子集相关的谱分量表示)，第二处理路径负责第二子带范围。在图7中，第二处理路径由到处理器740的上部输入线(即，延迟线730)表示。由一直延伸到处理器740的下部线表示的第一处理路径进一步细分为两个并行路径，其中一个路径是纯延迟线750，以使得处理器740将接收到音频信号的频域表示的第一子带范围的未经处理的副本以及同一信号的处理后的副本两者，但是处理后的副本延迟达到它被处理器740同步接收的这样的程度。信号的处理后的副本通过实虚转换而获得，所述实虚转换被实现为频率到时域合成710和时域到频域分析720的连续级。因此，从音频信号的与实(例如，余弦调制的)谱分量相关的原始频域表示，通过中间时域表示获得具有虚(例如，正弦调制的)分量的表示。在可替代的示例实施例中，合成级710接收虚数表示，分析级720输出实数表示。在任何一种情况下，处理器740被配置为组合相应的虚谱分量和实谱分量，其中，任何一个被从延迟线750接收，以便获得在第一子带范围内的音频信号的复数表示。在处理器740中，进一步将复数表示与从延迟线730获得的第二子带范围的未经处理的表示组合，以使得在处理器740的输出获得部分复数表示。

合成级710和分析级720可以被实现为如下的重叠相加处理以及(窗口化(window))块处理的连续实例，本发明可以应用于这些连续实例。按照惯例操作，分析级720执行块处理以基于K个输入时间块的精确值来计算输出时间块。根据示例实施例，分析级720使该计算基于L≥1个时间块的近似值以及中间时域信号的K-L个块的精确值。为了能够实现这一点，合成级710释放已基于第一频域表示的第一子带范围的任何可用时间块而计算的近似值以供分析级720使用。这样，分析级720可以在更早的时刻发起导致给定的输出时间帧的计算。因为输出时间帧有部分是基于L个时间块的近似值，所以其精度和/或可靠性在某种程度上降低。典型地在输出精度与取代精确时间块的近似时间块的数量L之间存在反比关系。

现在将更具体地描述表示本发明的示例实施例的重叠滤波器组操作，其中，信号作为离散时间的函数被建模。应指出，这个示例实施例及其数学描述的意图是从新的角度来阐明本发明，而不是限制其范围；在学习并理解这个示例实施例的描述后，技术人员将能够提出另外的实施例，这些另外的实施例的区别可能在于所使用的标记法、某些计算任务的分布和阶次，但是这些另外的实施例仍利用来自所描述的示例实施例的非一般性的构思，诸如使用近似值作为第二滤波器组的输入。

时间步幅是N，重叠因子由K>1给定。(因此，K＝L_S+1。)离散时间变量是t。长度为NK个采样的合成窗口(或原型滤波器)h(t)被假定为在时间间隔{0,1,…,NK-1}外部为零。对于滤波器组的第k个时隙(或时间帧)，从子带采样的矢量生成支持长度(support length)为NK的信号x_k(t)。所涉及的运算典型地是先进行频率到时域变换，再进行基于重复和时间翻转的扩展。假定信号x_k(t)在时间间隔{0,1,…,NK-1}外部为零。

对于时域输出y(t)的全合成用下式描述：

由于重叠，对于每个输出值存在K个贡献。可以在k≤n的情况下从时隙创建的部分合成为：

全合成与部分合成之间的差值为：

观察到，在一般情况下，当且仅当t<N(n+1)时，这个和变为零。这意味着，只有一直到时间索引为t＝N(n+1)-1的采样，才可从y_n(t)＝y(t)获得全合成的输出。

分析滤波器组运算是基于窗口g(t)的，在这里为简单起见，假定窗口g(t)具有与h(t)相同的支持(K＝K’)。在时隙m，将被分析的信号被在间隔{Nm,Nm+1,…,N(m+K)-1}上考虑，并且被加载到分析缓冲器中。对于信号y_n(t)的情况，该分析缓冲器为：

a(t)＝y_n(t+Nm)，t∈{0，1，...，NK-1}

随后用g(t)对该缓冲器进行窗口化：

a(t)g(t)，t∈{0，1，...，NK-1}

然后对窗口化后的缓冲器进行时域到频域变换。典型地，通过调制矩阵将NK个时间采样变换为N个频域采样，所述调制矩阵的结构有助于高效率的逐步实现。这包含第一步，即，提供较小时间采样块以及对这个较小块的快速变换的周期化和折叠运算。结果是表示所述分析的第m个时隙的频域矢量。

为使缓冲器a(t)由全合成的信号的一段a(t)＝y(t+Nm)组成，n+1≥m+K是必需的。这意味着，为了能够访问后续分析的时隙m，合成滤波器组必须对直到n＝m+K-1的输入时隙进行处理。这在先进行合成、再进行分析的这个模型系统中造成了K-1个时隙的参考延迟。

通过这个示例实施例，可以在延迟减少的情况下获得所述分析的足够近似。近似的分析缓冲器提取其中n＝m+K-1-p的部分重构信号，即

其中，p≥1是相对于参考情况的时隙中的延迟减少，在参考情况下，p＝0并且n＝m+K-1。当用g(t)进行分析窗口化时，近似分析中引入的误差为：

当移位的窗口的乘积h(t-Nt)g(t)(l≥K-p)小时，这个误差小。在优选实施例中，值为K＝10并且p＝4，并且对于l≥6，移位的窗口的乘积是可忽略的。

明确地参照时隙索引m，可以如下描述常规的分析缓冲器a(t)的更新。

换句话讲，在缓冲器的第一端擦除最旧(least recent)时隙，将一个时隙从合成复制到缓冲器的第二端，并且使分析缓冲器中的与中间帧相关的内容朝向第一端移位。(对于“端”的提及纯粹是概念性的，并且在特定实现中设想，使用循环缓冲器，或者缓冲器设有通过适当的指针寻址实现的虚拟循环性。)用来自合成的更大比例的读取更新根据这个实施例的分析缓冲器，即：

对于时隙索引n的合成缓冲器为：

s_n(t)＝y_n(t+Nn)，t∈{0，1，...，NK-1}

该缓冲器的更新对于标准情况和本发明情况是相同的，即：

因此，这个示例实施例与上面提及的常规技术的不同之处在于，使得比合成缓冲器的仅仅第一时间块{0,1,…,N-1}的内容更大的部分可供后续分析级使用。

图3a例示了两个合作的滤波器的布置中的缓冲器内容，所述两个合作的滤波器是包括K＝L_S+1个抽头的第一(合成)滤波器(用于基于输入信号x提供中间信号y)、以及包括K’＝L_A+1个抽头的第二(分析)滤波器(用于基于中间信号y提供输出信号z)。这些信号被在三个不同时刻绘制。这里，白色指示已经存在的数据(来自前一次迭代)，较浅阴影指示新的近似数据，较深阴影指示新的精确数据。

与原型滤波器(脉冲响应)h相关联的第一滤波器被配置为用零块取代其最后的d₁＝L-1个输入时间块，以使得L-1个最新(most recent)输出块将由近似值组成。图3b示出了用于块大小为N＝8个采样、窗口长度为K＝10个块的现实的示例原型滤波器。与原型滤波器g相关联的第二滤波器被配置为使用第一滤波器的最后的L-1个输出块。滤波器布置的总延迟减少L-1个块。在具有非对称原型的参考实现中，延迟从L_S+L_A+1＝K+K’-1个块减少至K+K’-L个块。原型滤波器g和h在图3a中在与缓冲器相同的时间标度上被绘制。

在t＝0与t＝1之间，第一滤波器中的合成缓冲器(缓冲器1)增加包括最新的时间块的数据帧。在时间t＝1时，然后，最旧时间块(在最左边)包含在常规滤波器中准备好输出的精确中间信号数据。在t＝1与t＝2之间，将L个最旧时间块从合成缓冲器复制到第二滤波器中的分析缓冲器(缓冲器2)，并且将合成缓冲器的内容移位一个时间块。分析缓冲器通过在t＝0与t＝1之间移位一个块(参看参考标记)而准备从合成缓冲器接收复制的时间块，同时另外的L-1个数据块被丢弃或者被标记为可自由覆写。在t＝1时，在分析缓冲器中将存在L个可用时间块空间。

在其中为了进一步减少总延迟而略微降低精度的变型中，第二滤波器可以使用以下作为输入块：第一滤波器的精确的旧输出块和新输出块(输入的最旧部分)、第一滤波器的近似输出块(中间部分)，以及除此之外，还有d₂个零块(最新部分)。对于用作输入的每个附加的零块，总延迟将减少一个时间块。该方法可以被说成是使延迟减少作用分布在两个滤波器上。它可以涉及潜在益处：使精度损失小于例如通过设定d₂＝0以及设定d₁为过大值而使得延迟减少仅影响一个滤波器的情况下的精度损失。

图9是例示了根据示例实施例的将对音频信号执行的迭代运算。在这些运算期间，缓冲器处理技术减少了两个合作的滤波器组中的延迟，所述两个合作的滤波器组为与合成缓冲器(缓冲器1)相关联的合成滤波器组、以及与分析缓冲器(缓冲器2)相关联的分析滤波器组。合成滤波器组通过下述方式进行操作：从缓冲器1中的位置开始，然后优选地以逐块的方式将其内容增加加权的新信号值，直到缓冲器包含准备好输出的精确的结果数据为止。分析滤波器组中的处理可以对应于多相滤波(窗口化)和调制矩阵运算的序列，并且从缓冲器2取得其输入值。

指出，缓冲器是长度为K×N的循环缓冲器，N是块大小，初始读/写位置如表1中所示。

下面将定义数量L。进一步指出，流程图例示了“热启动”情况，在该情况下，缓冲器包含由先前迭代中的处理产生的值。

在第一步骤902中，使用余弦调制(解调)来从音频信号的余弦调制的频域表示获得新的时间采样块。在第二步骤904中，通过周期性地折叠新的N个时间采样的块K次来形成K个时间块的阵列，并且在第三步骤906中，通过图3b中所示的一般类型的合成原型来进行加权。接着，在第四和第五步骤908、910中，将缓冲器1中的读/写位置(指针)增加N(其中，溢流值借助于循环性折返)，并且将窗口化后的K个块的阵列与缓冲器中已经存在的值相加。在这些步骤之后，缓冲器1将包含一个精确值的块、以及K-1个通过不同近似法获得的值的块。在第六步骤912中，将L≥2个块从缓冲器1复制到缓冲器2(覆写缓冲器2中的先前的内容)，以使得至少一个近似块将对分析滤波有贡献，导致延迟减少(L-1)×N个采样。在第七步骤914中，迭代通过重置缓冲器1中的N个采样继续进行；在下一次迭代的第五步骤之后，缓冲器中的重置后的N个采样的位置将包含最基本的近似。随后，分析滤波器将复制的L个块与K-L个现有块一起进行处理，以获得音频信号的频域表示的块。更确切地说，在第八步骤916、第九步骤920和第十步骤922中，从缓冲器2提取K个块，用分析原型对这K个块进行加权，然后通过正弦调制矩阵运算将这K个块处理为音频信号的频域表示的块。在最后的第十一步骤918中，将参照缓冲器2的每个读和写位置均增加N个采样。这样迭代结束，并且滤波器组可以继续进入后一次迭代。

技术人员在阅读与图9相关的论述之后将认识到，可以以若干种方式修改所述算法而同时仍实现相同结果。例如，如离开表示第三步骤906和第八步骤916的方框的双向箭头也例示的，可以按不同顺序执行缓冲器读/写位置的处理；这些运算的顺序对于所述算法不是关键的，只要在所有迭代中做出一致的选择即可。

图8a示出了在其中可以执行图9的算法的结构。图8a和图8b还共同例示了可以潜在地受益于本发明的处理架构。总体上参照图7，图7例示了在结构和功能上类似的音频处理系统700。在图8a中，在左侧输入点与处理级860的输入之间，信号经历从纯实频域表示到部分复数表示的转换。如处理系统700中那样，在滤波器组810、820中通过先进行合成、再进行分析来获得将与纯实频域表示相加的虚数频域表示，并且延迟减少级815使得近似的合成值可供分析滤波器组820使用。延迟级830确保未经处理的纯实频域表示与处理结果同步地供给处理级860。处理级860然后执行应用特定的处理，例如，意图在特定使用情况下生成所希望的效果的处理。因为处理级860基于信号的丰富的部分复数表示进行运算，所以对于混叠的鲁棒性良好，所以应用特定的处理的性质可以是多种多样的。处理级860可以一次对一个时间块(N个采样)进行操作，或对许多时间块进行操作。

图8b指示图8a中所示的组件的可能的下游部分。图8b中所示的部分实现了在处理级860的处理之后音频信号的频域表示的复实转换。就这点而论，合成滤波器组870和下游的分析滤波器组880对频谱的其中除了实谱数据之外音频信号还用虚谱数据表示的部分执行虚实转换。更确切地说，如果图8a中的部分包含余弦调制合成滤波器810，其后为正弦调制分析滤波器820，则图8b中的部分将包含正弦调制合成滤波器组870，其后为余弦调制分析滤波器组880。图8b中的分析滤波器组880可以进一步实现频谱数据的重新缩放，以使得以这种方式获得的实谱数据变得可比得上通过延迟线890从处理级860转发的实谱数据。这使得随后的求和级840可以以可以从信号除去任何不可取的混叠副作用的方式更新处理后的音频信号的表示中的实数数据。与滤波器组810、820、870、880不同，求和级840可以一次对单个时间块进行运算。在这个示例实施例中，对图8b中的连续滤波器组870、880进行延迟减少875，即，通过使合成滤波器组870的近似输出可供分析滤波器组880使用。

最后，将参照图1、图2、图4和图5来讨论几种示例FIR滤波器实现。像上面的概述章节那样，这些图将使用面向块的标记法，该标记法如下与时间相关的标记法相关。符号表示由所有采样y(t+Nn)形成的矩阵块，其中，t∈{0,1,...,N-1}。以类似的方式，通过设t∈{0,1,...,N-1}，块h_i由h(t+Ni)形成，块由x_n(t+Ni)形成。通过使用该标记法，具有：

进一步，表示对于p≥1通过下式给出的近似块：

设p＝0返回的精确值。

图1中所示的滤波器100包括计算近似值的输出缓冲器。在图1中，缓冲器被符号化地绘制为循环缓冲器，但是循环性典型地通过指针寻址(增量折返)来实现。被标记为“重置”的箭头的位置表明，当缓冲空间105占据缓冲空间101的位置时，缓冲空间105在它接收后一时间帧中的新数据之前要被清空或覆写。N×K个输入值的窗口经由输入线111被供给，并且在逐分量乘以滤波器系数块hi之后被添加到缓冲空间101-105。在输出线112处获得精确滤波器输出的块(指出，最后的输出缓冲器105可以用简单的求和电路取代，因为计算输出所必要的所有数据在该时间块开始时已经可用，在该时间块中，滤波器接收最年轻的输入的时间块。换句话讲，确实不需要临时存储(缓冲)将被添加以提供输出值的那些值。)在位于从最后输出缓冲器105起的逆时针方向的缓冲器101-104中，存在近似值。通过图1中所示的滤波器下游的滤波器可以经由快捷线121、122检索这些近似值中的两个以便减少总处理延迟。

与此相反，图2、图4和图5中的滤波器使用与用于输出近似值的专用加权求和器组合的输入缓冲器。在图2中所示的滤波器中，N×K个采样的输入窗口x_n通过输入线211被接收，并且通过单元201被作为单个块分发给加权求和器。一个加权求和器经由输出线212供给精确输出时间块另一加权求和器经由快捷线221供给近似时间块在本发明的示例实施例中，在图2中所示的滤波器的下游连接的分析滤波器可以使用精确时间块和近似时间块两者作为输入来计算输出时间块z_n。

图4示出了适于布置在图1中所示的类型的滤波器的下游的滤波器400。该滤波器的输出的长度为K个块，滤波器400将当前输入块以及前面的输入块存储在缓冲器401-404中。这些输入块用作通过其获得滤波器输出的最后K-2个块的运算的输入。在该滤波器400中，基于经由超控输入线431、432供给的近似值来计算头两个块。所述近似值可以等于上面结合图1中的滤波器讨论的值在图1的滤波器中，它们可以从快捷线121、122提取。

并非所有的加权求和器都需要包括全套输入线；例如，在图4中，系数块g4＝0，这是为何加权求和器421的这个输入线缺少来自输入缓冲器403的相应输入线的原因。

类似地，意图总是用于导出近似值的滤波器(在分析级中可能如此)无需包括图4举例说明的、用于提供精确值的输出线。

图5示出了与图4的滤波器类似的滤波器。这里，缓冲器不是循环的。相反，输入线511经由选择器543连接，选择器543负责将新的输入数据写入到当前保存最旧数据的缓冲器位置。在缓冲器的下游，开关542将相关数据从缓冲器位置转发给加权求和器中的不同输入。图5中所示的滤波器包括一个输入超控线，即，用于提供将乘以系数块g₀的值

图4和图5中的滤波器的区别在于它们的输入超控线的数量。越少的输入线可以导致越简单的硬件结构，或者在软件实现中，导致在内部移动的数据量越少。当一个超控输入线可用时，给定的近似值既用于计算当前时隙中的第n个被标记输出，而且还在缓冲器移位之后用于计算后一时隙中的第(n+1)个被标记输出。使用两个超控输入线是更复杂的方法，但是对于精度有益处。当如图4中所示那样使用两个超控输入线431、432时，将近似值(经由第二超控输入线432供给)改善为后一帧中的一阶近似值(经由第一超控输入线431供给)。作为本发明的基础的原理是使来自处理步骤的近似值可提早用作在该处理路径中位于后面的第二处理级的输入。该原理还可应用于音频信号处理领域之外的合作的滤波器组。就这点而论，重复参照图7，示例实施例提供了重叠滤波器组700的布置，该布置包括：

·合成级710，接收被分割为时间块的第一信号，并基于此输出中间信号；和

·分析级720，接收中间信号，并基于此输出被分割为时间帧的第

二信号，

其中，合成级可操作为释放比其输出块早d₁≥1个时间块的时间块中的中间信号的近似值，所述近似值基于第一信号的任何可用时间块而计算；并且其中，所述近似值在分析级中对第二信号有贡献。

III.等同形式、扩展形式、替代形式和其他形式

即使已经参照本发明的特定示例实施例描述了本发明，但是在本领域技术人员学习本说明书之后，许多不同的改变、修改等对于本领域技术人员而言将变得清楚。所描述的示例实施例因此并非意图限制本发明的范围，本发明的范围仅由所附权利要求限定。

Claims (23)

1.一种音频处理系统，所述音频处理系统包括用于提供信号的部分复频域表示的多带滤波器，所述多带滤波器包括：

合成级，所述合成级接收信号的第一频域表示的第一子带范围，所述第一频域表示被分割为时间块，并且包括第一频谱分量，所述第一频谱分量表示所述信号在所述第一子带范围内的在多维空间的第一子空间中表达的频谱内容，并且基于所述第一子带范围输出所述信号的中间时域表示；

分析级，所述分析级接收所述信号的中间时域表示，并且基于所述中间时域表示输出所述信号的第二频域表示，所述第二频域表示被分割为时间块，并且包括第二频谱分量，所述第二频谱分量表示所述信号在所述第一子带范围内的在所述多维空间的第二子空间中表达的频谱内容，所述第二子空间包括所述多维空间的不包括在所述第一子空间中的部分；和

处理器，所述处理器接收所述信号的第一频域表示的第一子带范围、所述信号的第一频域表示的第二子带范围和所述信号的第二频域表示，并且对这些进行组合以输出所述信号的部分复频域表示，

其中：

所述合成级能够操作为释放比所述合成级的输出时间块早d₁≥1个时间块的时间块中的所述中间时域表示的近似值，所述近似值是基于第一频域表示的任何可用时间块而计算的；并且

所述近似值在所述分析级中对所述信号的第二频域表示的时间块有贡献。

2.根据权利要求1所述的音频处理系统，所述多带滤波器还包括布置在所述多带滤波器上游的变换级，所述变换级接收输入的所述信号的时域表示，并且输出所述信号的第一频域表示。

3.根据权利要求2所述的音频处理系统，其中，所述变换级是包括以下的组中的一个：

实数值正交镜像滤波器分析组；

伪正交镜像滤波器分析组；

离散正弦或余弦变换；

二型离散余弦变换；

三型离散余弦变换；

修正离散正弦或余弦变换。

4.根据权利要求1所述的音频处理系统，其中，所述合成级包括具有脉冲响应[h₀ h₁ h₂... h_Ls]的第一有限脉冲响应滤波器，其中，系数块h₀≠(0，0，...，0)，并且Ls是第一有限脉冲响应滤波器的阶数。

5.根据权利要求4所述的音频处理系统，其中：

所述第一有限脉冲响应滤波器包括用于存储所述中间时域表示的近似值的一个或多个输出缓冲器；

所述第一频域表示的新时间块的接收触发所述第一有限脉冲响应滤波器将各个输出缓冲器增加在预乘相应的脉冲响应系数块之后的所述新时间块；并且

所述合成级允许所述分析级访问存储比所述输出时间块早d₁个时间块的时间块中的中间时域表示的近似值的输出缓冲器。

6.根据权利要求5所述的音频处理系统，其中，在假定所述第一频域表示的任何不可用时间块被设为零的情况下计算所述中间时域表示的近似值。

7.根据权利要求4所述的音频处理系统，其中，所述第一有限脉冲响应滤波器包括：

一个或多个输入缓冲器，所述一个或多个输入缓冲器用于存储所述第一频域表示的新近的时间块；和

加权求和器，所述加权求和器读出少于Ls+1个的输入缓冲器，应用所述脉冲响应系数块的子集，并且输出比所述输出时间块早d₁个时间块的时间块中的中间时域表示的近似值。

8.根据权利要求5所述的音频处理系统，其中，所述近似值的计算包括应用表示总脉冲响应质量的至少50％的脉冲响应系数块。

9.根据权利要求5所述的音频处理系统，其中，所述近似值的计算包括应用连续脉冲响应系数块序列其中，p≥1，所述序列包括所述脉冲响应的局部绝对极大值。

10.根据权利要求1所述的音频处理系统，其中，所述分析级包括具有脉冲响应的第二有限脉冲响应滤波器，其中，系数块g₀≠(0，0，...，0)，并且L_A是第二有限脉冲响应滤波器的阶数。

11.根据权利要求10所述的音频处理系统，其中：

所述第二有限脉冲响应滤波器包括用于存储第二频域表示的近似值的一个或多个输出缓冲器；

从所述合成级接收所述中间时域表示的新时间块触发所述第二有限脉冲响应滤波器以将输出缓冲器的第一子集增加在预乘相应的脉冲响应系数块之后的所述新时间块；并且

从所述合成级接收所述中间时域表示的近似值触发所述第二有限脉冲响应滤波器以将输出缓冲器的第二子集增加在预乘相应的脉冲响应系数块之后的所述近似值，所述第二子集包括与所述输出时间块相应的输出缓冲器。

12.根据权利要求10所述的音频处理系统，其中，所述第二有限脉冲响应滤波器包括：

一个或多个输入缓冲器，所述一个或多个输入缓冲器用于存储所述中间时域表示的新近的时间块；

加权求和器，所述加权求和器用于读出少于L_A+1个的输入缓冲器，应用所述脉冲响应系数块的子集，加上预乘相应的脉冲响应系数块之后的所述近似值，并将之作为输出时间块输出。

13.根据权利要求10所述的音频处理系统，其中，所述近似值的计算包括应用表示总脉冲响应质量的至少50％的脉冲响应系数块。

14.根据权利要求10所述的音频处理系统，其中，所述近似值的计算包括应用连续脉冲响应系数块序列其中p≥1，所述序列包括所述脉冲响应的局部绝对极大值。

15.根据权利要求1到14中任一项所述的音频处理系统，还包括第一延迟线，所述第一延迟线接收所述信号的第一频域表示的第二子带范围，并且使所述第一频域表示与所述信号的第二频域表示同步。

16.根据权利要求1到14中任一项所述的音频处理系统，还包括第二延迟线，所述第二延迟线接收所述信号的第一频域表示的第一子带范围，并且使所述第一频域表示的第一子带与第二频域表示同步。

17.根据权利要求15所述的音频处理系统，其中，所述第一延迟线被配置为通过执行以下操作之一来实现同步：

临时存储其接收的信号；

对其接收的信号进行时间戳记；

形成数据结构，所述数据结构包括其接收的信号的时间块、以及所述同步中所包括的另一信号的同步时间块。

18.根据权利要求16所述的音频处理系统，其中，所述第二延迟线被配置为通过执行以下操作之一来实现同步：

临时存储其接收的信号；

对其接收的信号进行时间戳记；

形成数据结构，所述数据结构包括其接收的信号的时间块、以及所述同步中所包括的另一信号的同步时间块。

19.根据权利要求1到14中任一项所述的音频处理系统，其中，所述第一子带范围是相对低的频率范围，所述第二子带范围是相对高的频率范围。

20.根据权利要求1到14中任一项所述的音频处理系统，其中，所述系统是音频编码器。

21.根据权利要求1到14中任一项所述的音频处理系统，其中，所述系统是音频解码器。

22.一种用于提供信号的部分复频域表示的音频处理方法，包括以下步骤：

接收信号的第一频域表示的第一子带范围，所述第一频域表示被分割为时间块，并且包括第一频谱分量，所述第一频谱分量表示所述信号在所述第一子带范围内的在多维空间的第一子空间中表达的频谱内容；

基于所述第一子带范围产生所述信号的中间时域表示；

基于所述中间时域表示产生所述信号的第二频域表示，所述第二频域表示被分割为时间块，并且包括第二频谱分量，所述第二频谱分量表示所述信号在所述第一子带范围内的在所述多维空间的第二子空间中表达的频谱内容，所述第二子空间包括所述多维空间的不包括在所述第一子空间中的部分；

使所述信号的所述第一频域表示与所述信号的第二频域表示同步；和

组合所述信号的第一频域表示的第一子带范围、所述信号的第一频域表示的第二子带范围和所述信号的第二频域表示以输出所述信号的部分复频域表示，

其中，产生第二频域表示的步骤包括使用比最早时间块早d₁≥1个时间块的时间块中的中间时域表示的近似值，在该最早时间块中，所述第一频域表示的足以精确计算该最早时间块的一组时间块将是可用的，所述近似值是基于所述第一频域表示的任何可用时间块而计算的。

23.一种用于提供信号的部分复频域表示的音频处理设备，包括：

用于接收信号的第一频域表示的第一子带范围的装置，所述第一频域表示被分割为时间块，并且包括第一频谱分量，所述第一频谱分量表示所述信号在所述第一子带范围内的在多维空间的第一子空间中表达的频谱内容；

用于基于所述第一子带范围产生所述信号的中间时域表示的装置；

用于基于所述中间时域表示产生所述信号的第二频域表示的装置，所述第二频域表示被分割为时间块，并且包括第二频谱分量，所述第二频谱分量表示所述信号在所述第一子带范围内的在所述多维空间的第二子空间中表达的频谱内容，所述第二子空间包括所述多维空间的不包括在所述第一子空间中的部分；

用于使所述信号的所述第一频域表示与所述信号的第二频域表示同步的装置；和

用于组合所述信号的第一频域表示的第一子带范围、所述信号的第一频域表示的第二子带范围、和所述信号的第二频域表示以输出所述信号的部分复频域表示的装置，

其中，用于产生第二频域表示的装置包括用于使用比最早时间块早d₁≥1个时间块的时间块中的中间时域表示的近似值的装置，在该最早时间块中，所述第一频域表示的足以精确计算该最早时间块的一组时间块将是可用的，所述近似值是基于所述第一频域表示的任何可用时间块而计算的。