CN104132670B - 一种电机位置信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电机位置信号处理方法，该方法包括：滤波系数确定步骤，根据预设低通滤波器的截止频率和获取到的电机转子角频率，计算滤波系数；低通滤波步骤，采用预设低通滤波器对电机的原始位置信号进行滤波，得到滤波后的位置信号；线性补偿步骤，利用滤波系数对滤波后的位置信号进行线性补偿，得到补偿后的位置信号。本方法能够有效地滤除电机位置信号出现的高频突变信号，同时还保证良好的实时性和鲁棒性。

Description

一种电机位置信号处理方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体地说，涉及一种电机位置信号处理方法。

背景技术

高动态性能的同步电机控制一般采用位置传感器来获取转子的绝对位置。位置传感器主要有两类，一类是旋转变压器，另一类是绝对式编码器。旋转变压器和绝对式编码器两类位置传感器经过解码电路后输出的是一个固定位数的数字量位置信号。

由于解码电路或是信号传输受到干扰，传感器输出的位置信号常常会有误码出现，使得位置信号有尖峰突变。同步电机位置信号在电机控制中十分关键，而电机控制对位置信号十分敏感，所以也就不允许位置信号存在突变，同时还要求位置信号具有较高的实时性。位置信号这种突变干扰对电机控制可能是致命的，因此需要对位置信号进行滤波处理。一般的低通滤波器会造成相位和幅值的偏差，致使控制性能降低甚至失控。

基于上述情况，亟需一种能够有效消除位置信号的突变的方法。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种电机位置信号处理方法，所述方法包括：

滤波系数确定步骤，根据预设低通滤波器的截止频率和获取到的电机转子角频率，计算滤波系数；

低通滤波步骤，采用所述预设低通滤波器对电机的原始位置信号进行滤波，得到滤波后的位置信号；

线性补偿步骤，利用所述滤波系数对所述滤波后的位置信号进行线性补偿，得到补偿后的位置信号。

根据本发明的一个实施例，所述低通滤波器包括一阶低通滤波器。

根据本发明的一个实施例，所述一阶低通滤波器的传递函数为：

其中，G(s)和ω_c分别表示一阶低通滤波器的传递函数和截止频率。

根据本发明的一个实施例，根据如下公式计算所述滤波系数：

其中，λ表示滤波系数，ω_c表示低通滤波器的截止频率，ω_e表示电机转子角频率。

根据本发明的一个实施例，所述低通滤波器的截止频率是变化的。

根据本发明的一个实施例，所述滤波系数的取值范围包括[7，13]。

根据本发明的一个实施例，所述位置信号包括位置角，在线性补偿步骤中，利用所述滤波系数分别对所述滤波后的位置角的余弦和正弦进行线性补偿，得到补偿后的位置角的余弦和正弦，进而得到补偿后的位置角。

根据本发明的一个实施例，分别根据如下公式计算补偿后的位置角的余弦和正弦：

其中，θ_est表示补偿后的位置角，θ_lp表示滤波后的位置角，λ表示滤波系数。

根据本发明的一个实施例，在线性补偿步骤之后，所述方法还包括：

误差检测步骤，根据所述滤波系数和电机转子角频率的相对误差，计算补偿后的位置角与真实位置角之间的误差。

根据本发明的一个实施例，补偿后的位置角与真实位置角之间的误差包括幅值误差和/或角度误差，其中，

根据如下公式计算所述幅值误差：

根据如下公式计算所述角度误差：

其中，Mag_err和Angle_err分别表示补偿后的位置角与真实位置角之间的幅值误差和角度误差，λ表示滤波系数，α表示电机转子角频率的相对误差。

本发明提供的电机位置信号处理方法通过对采样得到的电机位置信号进行低通滤波和线性补偿，能够有效地滤除电机位置信号出现的高频突变信号。并且通过对滤波前后位置信号的相位和幅值的误差分析，可以看出本发明提供的方法所得到的位置信号与位置信号真实之间的相位误差和幅值误差均足够小，能够很好的满足电机控制的可靠性和实时性要求。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要的附图做简单的介绍：

图1是根据本发明的一个实施例的位置信号滤波原理图；

图2是根据本发明的一个实施例的位置信号滤波原理标量图；

图3是根据本发明的一个实施例的位置信号处理流程图。

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。

同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。

另外，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

现有技术中存在多种对电机位置信号进行处理的方法，例如差值比较法、正交解码法等。

差值比较法首先比较前后两次位置角采样值的差值。如果差值差值小于最大允许值，那么就认为当前采样的位置信号是可信的；如果差值大于最大允许值，那么就根据当前速度和两次采样的时间差对位置信号进行校正。

这种方法可以抑制高频干扰，但两次采样差值允许的最大值的很难选取。选值过大会导致小的尖峰干扰无法滤除，选值过小又会导致对正确信号的误滤波。另外该方法对位置信号的校正，完全依赖转速信号，当转速有较大误差时，位置信号也会有较大的误差。

正交解码法主要是利用DSP对旋转编码器的正交信号进行解码，同时对于位置信号进行卡尔玛滤波处理。这种方法加重了DSP的负担，实现过程十分复杂。

本申请的发明人通过对现有的电机位置信号处理方法的原理以及缺陷进行仔细分析，提出了一种新的电机位置信号处理方法，该方法利用低通滤波和线性补偿相结合的方式来滤除电机位置信号中的高频干扰和尖峰突变。

图1示出了本方法的位置信号滤波原理图。本实施例中，电机的位置信号为电机位置角，但在根据本发明的其他实施例中，电机的位置信号还可以为其他合理参数，本发明不限于此。

设通过位置传感器采集的原始位置角为θ_ad，则位置角矢量可以表示为：

为了清楚、简便地阐述本发明的目的、原理以及优点，本实施例中低通滤波器采用可编程一阶低通滤波器，但本发明不限于此，在本发明的其他实施例中，还可以采用其他合理形式的滤波器。其中，本实施例所使用的可编程一阶低通滤波器的截止频率为ω_c，设电机转子角频率为ω_e，则有：

ω_c＝λ·ω_e (2)

其中，λ表示一阶低通滤波器的滤波系数。

位置角矢量经过一阶低通滤波器之后变为矢量

其中，θ_lp表示通过一阶低通滤波器后的转子位置角。

由于位置角矢量经过一阶低通滤波器后会产生幅值和相位的偏差，因此本方法通过对幅值和相位进行补偿来消除上述偏差，从而使得得到的位置角更加准确。根据频率响应特性可知，相应的幅值和相位补偿矢量为：

那么，位置数量经过幅值和相位补偿之后得到的估计的位置角矢量为：

其中，θ_est为补偿后的位置角，也就是最终估计的位置角。

图2示出了图1所示位置信号滤波原理图的标量形式图，图3则示出了与该标量形式图相对应的流程图，以下结合图2和图3来对本发明的原理和优点作进一步地说明。

从图3中可以看出，本发明首先在步骤S301中，根据预设低通滤波器的截止频率ω_c和电机转子角频率为ω_e计算低通滤波器的滤波系数λ。具体地，滤波系数λ可以根据如下公式计算得到：

在计算滤波系数λ时，首先要确定预设低通滤波器的截止频率ω_c。其中，预设低通滤波器的截止频率ω_c可以是固定的，例如截止频率ω_c为最大电机转子角频率为ω_e的10倍，即ω_c＝10*max(ω_e)。这样在电机运行的整个速度范围内，波波系统λ将大于或等于10，这样使得本方法在补偿相位和幅值时对转速信号误差不敏感。

当然，在本发明的一个实施例中，截止频率ω_c也可以是实时变化的。例如通过实时调整截止频率ω_c，使得低通滤波器的滤波系数λ为固定值(本实施例中，滤波系数λ为10)，即截止频率ω_c根据当前的电机转子角频率ω_e按照ω_c＝10*ω_e进行变化。

需要注意的是，当电机转子角频率ω_e接近为零时，通过上述关系计算得到的截止频率ω_c也接近为零，而这将导致低通滤波器的动态响应变得很慢。因此针对这种情况，本实施例在电机转子角频率ω_e接近为零时，将截止频率ω_c设置为一固定值，该固定值能够保证计算得到的滤波系数大于或等于10.

相较于采用固定的截止频率的方式，这种实时对截止频率进行调整的方式具有对高频信号更大的衰减作用，滤波器的滤波能力更强，同时也保证了滤波系数λ≥10，从而对转速信号偏差有较强的抗扰性。

本实施例中，将滤波系数λ的取值范围设定在10左右。因为在滤波系数λ越大，对转速信号偏差抗扰能力就越强，但滤波系数不能过大，否则会影响滤波效果。而一般将滤波系数设定在10左右即可兼顾两者。

需要说明的是，在本发明的其他实施例中，通过设定合理的低通滤波器的截止频率，还可以将滤波系统的方位设定在其他合理值，例如滤波系统λ≥7或λ≥13等，本发明不限于此。

随后在步骤S302中，对传感器采样得到的原始位置角θ_ad进行余弦和正弦计算，得到原始位置角θ_ad的余弦cosθ_ad和正弦sinθ_ad。

在步骤S303中，采用上述预设低通滤波器对原始位置角θ_ad的余弦cosθ_ad和正弦sinθ_ad进行滤波，分别得到滤波后的位置角θ_lp的余弦cosθ_lp和正弦sinθ_lp。本实施例中，该低通滤波器为一阶低通滤波器，其传递函数G(s)可以表示为：

根据低通滤波器的传递函数G(s)，则有：

公式(8)也可以表示为：

(cosθ_lp,j*sinθ_lp)＝(cosθ_ad,j*sinθ_ad)*ω_c/(jω_e+ω_c) (9)

通过低通滤波，可以有效的滤除点击位置信号中出现的突变，从而提高了电机位置信号的抗干扰性，保证了对电机控制的可靠性。

在步骤S304中，利用滤波系数λ对滤波后的位置角θ_lp的余弦cosθ_lp和正弦sinθ_lp进行线性补偿。其中，本实施例中，根据如下公式计算线性补偿后的位置角θ_est的余弦cosθ_est和正弦sinθ_est：

通过线性补偿，能够有效地消除低通滤波时所产生的幅值和相位偏差，从而保证最终得到的电机位置信号的准确性。

最后，在步骤S305中便可以根据得到的余弦cosθ_est和正弦sinθ_est进行反三角函数计算，从而得到线性补偿后的位置角θ_est，即处理后的电机位置信号。

为了验证本发明提供的电机位置信号处理方法的效果，以更好的阐明本发明的优点，本实施例中还包括误差检测步骤。在误差检测步骤中，根据电机转子角频率的相对误差和滤波系数，计算线性补偿后的位置角与真实位置角之间的误差。

根据公式(4)可以看出，滤波后的幅值和相位补偿矢量取决于低通滤波器的滤波系数λ，也就是取决于电机转子角频率ω_e和一阶低通滤波器的截止频率ω_c。因为截止频率ω_c是预设的，即其取值是已知的，所以本方法的误差主要来自于电机转子角频率ω_e的采样偏差。在以下误差分析中，所有变量的真实值都加有上标，以便和没有上标的采样值区别。

设电机转子角频率的采样值为ω_e，真实值为那么电机转子角频率的相对误差α便可以根据如下公式计算得到：

联合公式(2)与公式(12)可知，真实的滤波系数和估计的滤波系数λ之间的关系为：

由真实的滤波系数得到的补偿矢量则为：

由估计的滤波系数λ得到的补偿矢量为：

那么本方法所得到的补偿后的位置较矢量和原始位置角矢量之间的幅值误差可以根据如下公式计算得到：

角度误差则可以根据如下公式计算得到：

根据公式(16)和公式(17)可以看出，滤波系数λ越大，补偿后的位置角与真实位置角之间的幅值误差和相位误差就越小，而电机转子角频率的采样误差越大，即相对误差α越大，补偿后的位置角与真实位置角之间的幅值误差和相位误差就越大。

所以为了使得最终得到的位置角更为准确，就需要尽可能地将滤波系数λ设为更大的值，即将低通滤波器的截止频率ω_c尽可能地设为更大的值。但是，低通滤波器随着其截止频率ω_c的增大，其滤波效果就会减弱。所以需要根据实际情况综合考虑设置合适的截止频率ω_c。

本实施例中，取电机转子角频率采样值ω_e的相对误差为±10％，即α为±0.1，并取低通滤波器的滤波系数λ为10。那么根据公式(16)可以计算得到位置角与真实位置角之间的角度误差为-0.52°(当α为0.1时)、0.63°(当α为-0.1时)。

由此可知，当滤波系数λ为10、采样得到的转速有±10％的误差时，经本方法处理得到的位置角与真实位置角的偏差不到1°。这也说明相较于现有的电机位置较信号处理方，本方法法具有更强的角频率容错能力，更高的鲁棒性。

从以上描述可以看出，本发明提供的电机位置信号处理方法通过对采样得到的电机位置信号进行低通滤波和线性补偿，能够有效地滤除电机位置信号出现的高频突变信号。并且通过对滤波前后位置信号的相位和幅值的误差分析，可以看出本发明提供的方法所得到的位置信号与位置信号真实之间的相位误差和幅值误差均足够小，能够很好的满足电机控制的可靠性和实时性要求。

应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构、处理步骤或材料，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。

说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。

虽然上述示例用于说明本发明在一个或多个应用中的原理，但对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的原理和思想的情况下，明显可以在形式上、用法及实施的细节上作各种修改而不用付出创造性劳动。因此，本发明由所附的权利要求书来限定。

Claims (8)

1.一种电机位置信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：

滤波系数确定步骤，根据预设低通滤波器的截止频率和获取到的电机转子角频率，计算滤波系数；

低通滤波步骤，采用所述预设低通滤波器对正余弦处理后的电机的原始位置信号进行滤波，得到滤波后的位置信号；

线性补偿步骤，利用所述滤波系数的倒数对所述滤波后的位置信号进行线性补偿，得到补偿后的位置信号；

其中，所述位置信号包括位置角，在线性补偿步骤中，利用所述滤波系数的倒数分别对所述滤波后的位置角的余弦和正弦进行线性补偿，得到补偿后的位置角的余弦和正弦，进而得到补偿后的位置角；

分别根据如下公式计算补偿后的位置角的余弦和正弦：

${\mathrm{cos\θ}}_{est}={\mathrm{cos\θ}}_{lp}-\frac{{\mathrm{sin\θ}}_{lp}}{\mathrm{\λ}}$

${\mathrm{sin\θ}}_{est}={\mathrm{sin\θ}}_{lp}+\frac{{\mathrm{cos\θ}}_{lp}}{\mathrm{\λ}}$

其中，θ_est表示补偿后的位置角，θ_lp表示滤波后的位置角，λ表示滤波系数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述低通滤波器包括一阶低通滤波器。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述一阶低通滤波器的传递函数为：

$G\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}$

其中，G(s)和ω_c分别表示一阶低通滤波器的传递函数和截止频率。

4.如权利要求1～3中任一项所述的方法，其特征在于，根据如下公式计算所述滤波系数： $\mathrm{\λ}=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{{\mathrm{\ω}}_e}$

其中，λ表示滤波系数，ω_c表示低通滤波器的截止频率，ω_e表示电机转子角频率。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述低通滤波器的截止频率是变化的。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述滤波系数的取值范围包括[7，13]。

7.如权利要求1～3中任一项所述的方法，其特征在于，在线性补偿步骤之后，所述方法还包括：

误差检测步骤，根据所述滤波系数和电机转子角频率的相对误差，计算补偿后的位置角与真实位置角之间的误差。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，补偿后的位置角与真实位置角之间的误差包括幅值误差和/或角度误差，其中，

根据如下公式计算所述幅值误差：

${\mathrm{Mag}}_{err}=10log(1+\frac{{(1+\mathrm{\α})}^2-1}{1+{(1+\mathrm{\α})}^2\·{\mathrm{\λ}}^2})dB$

根据如下公式计算所述角度误差：

${\mathrm{Angle}}_{err}=atan\left(\frac{1}{\mathrm{\λ}}\right)-atan\left(\frac{1}{(1+\mathrm{\α})\mathrm{\λ}}\right)$

其中，Mag_err和Angle_err分别表示补偿后的位置角与真实位置角之间的幅值误差和角度误差，λ表示滤波系数，α表示电机转子角频率的相对误差。