CN104113297B - 低通滤波器单元、结构和锁相放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低通滤波器单元，包括若干个正常滤波器组和若干个滑动平均滤波器，所述正常滤波器组中包含有若干个串联的正常滤波器，所述滑动平均滤波器的两端分别连接有所述正常滤波器组。本发明所述的正常滤波器单元通过插入滑动平均滤波器可以使用用小的时间常数提取信号的办法，这样加快了反应速度，节省用户等待时间，获得了与采用大时间常数单纯正常滤波器组级联的效果。

Description

低通滤波器单元、结构和锁相放大器

技术领域

本发明属于微弱信号探测设备领域，具体涉及一种低通滤波器单元、结构和锁相放大器。

背景技术

参见图1，图1是现有所述锁相放大器的结构示意图。其中，待测信号1经过ADC(模数转换模块)2后变成数字信号3，参考信号4通过测出频率交给正弦波振荡器6产生两路相差90度的正弦波7与正弦波8。数字信号3分别于乘法器7、乘法器8信号相乘，之后分别经过正常滤波器组9与9’中得到X与Y信号，这两个信号经过相应的转换就可以得到最后待测信号1的幅值A。

上述信号处理过程使用数学过程表示为：

信号3为Asin(ωt+α)，与正弦波产生的信号7即sin(ωt+β)相乘，结果为：

$A\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})*\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})=\frac{A\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})-A\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+\mathrm{\β})}{2}---\left(1\right)$

另一路，信号3与信号8相乘结果为：

$A\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})*\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})=\frac{A\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})+A\sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+\mathrm{\β})}{2}---\left(2\right)$

假如待测信号中存在直流分量，则3中的信号可以表示为，3信号与信号7相乘结果为：

$(B+A\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\α}))*\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\β})=B*\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\β})+\frac{A\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})-A\cos (2\mathrm{wt}+\mathrm{\α}+\mathrm{\β})}{2}---\left(3\right)$

$(B+A\sin (\mathrm{wt}+\mathrm{\α}))*\cos (\mathrm{wt}+\mathrm{\β})=B*\cos (\mathrm{wt}+\mathrm{\β})+\frac{A\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})+A\sin (2\mathrm{wt}+\mathrm{\α}+\mathrm{\β})}{2}---\left(4\right)$

以上两个相乘的过程称为PSD过程。

这两个结果会经过后面正常滤波器组9与9’。若该正常滤波器组是理想的滤波器组，即只能通过直流信号，不能通过任何频率的交流信号，相当于理想的积分器，这样将会得到信号10与11：

$X=\frac{A\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})}{2}---\left(5\right)$

$Y=\frac{A\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})}{2}---\left(6\right)$

最后经过相应的处理后得到待测信号3的幅值A，在锁相放大器中也称为R值。

$A=2\sqrt{X^2+Y^2}=R---\left(7\right)$

在实际应用中，往往需要根据具体的待测信号的需要来选择滤波器的时间常数，时间常数的定义为：时间常数＝1/(2*pi*截止频率)。当待测信号中频率较低(例如几Hz)，由于滤波器的滚降不足，会导致PSD过程中一些信号，例如1倍频(例如信号B*sin(wt+β))，2倍频(如信号Acos(2wt+α+β))的衰减不足，这样就会以噪声形式出现在输出端。为此，往往需要采用时间常数很长的滤波器。参见图2，图2是图1中滤波器单元的结构示意图，将若干个滤波器进行串联。然而，当待测信号频率极低(几mHz)时，虽然可以增加时间常数，但是还是会对正常滤波器组造成极大的负担，需要很长的等待时间才能得出结果，甚至无法满足要求。

而且，在待测信号信噪比高的情况下主要的噪声就是出现在1倍频与2倍频上。由于采用时间常数越长，级联数越多的滤波器组，其测量需要的稳定时间(稳定到目标值的99.9％)很长，如四阶级联的正常滤波器组，稳定时间一般在13倍时间常数以上，如采用10s时间常数的滤波器组则需要等待130s，等待的时间过长，同时在某些需要较快提取待测信号的领域中无法满足要求。

另外，目前的滤波器中只能同时测量单个通道，但是在很多应用中可能需要同时测量多路信号。比如光谱测量中，使用CCD获得整个光谱的信号，这时需要锁相放大器同时测量出多个频率的信号，如果将上述滤波器结构简单复制多个的话需要消耗过多的资源，实现起来困难。

发明内容

为此，本发明的目的在于提供一种低通滤波器单元和结构，以解决现有低通滤波器时间常数较高的情况下稳定时间过长的技术缺陷。

为此，本发明一方面所述的低通滤波器单元采用的技术方案如下：

一种低通滤波器单元，包括若干个正常滤波器组和若干个滑动平均滤波器，所述正常滤波器组中包含有若干个串联的正常滤波器，所述滑动平均滤波器的两端分别连接有所述正常滤波器组。

作为一种优选的技术方案，所述正常滤波器组中包含有两个相互串联的正常滤波器。

作为一种优选的技术方案，所述滑动平均滤波器沿信号传递的方向依次包括抽取器、滑动平均滤波器和内插器或零阶保持器。

作为一种优选的技术方案，所述正常滤波器为IIR滤波器或者FIR滤波器。

另一方面，本发明的目的在于提供一种低通滤波器结构，以解决现有低通滤波器结构对多通道的信号不能复用，结构过于庞大的技术缺陷。

为此，本发明第二方面所述的低通滤波器结构采用的技术方案如下：

一种低通滤波器结构，沿信号传递方向依次包括第一正常滤波器组、串转并模块、若干滑动平均滤波器、并转串模块和第二正常滤波器组，其中，

所述正常滤波器组包含若干个相互串联的正常滤波器；

所述滑动平均滤波器相互并联，首尾端分别与所述串转并模块和并转串模块连接。

作为一种优选的技术方案，所述正常滤波器组中包含有两个相互串联的正常滤波器。

作为一种优选的技术方案，所述滑动平均滤波器沿信号传递的方向依次包括抽取器、滑动平均滤波单元和内插器或零阶保持器。

作为一种优选的技术方案，所述正常滤波器为IIR滤波器或者FIR滤波器。

又一方面，本发明的目的在于提供一种锁相放大器，包含上述任一技术方案涉及的低通滤波器单元或者低通滤波器结构。

与现有技术相比，在信噪比较高或者测量频率较低时，由于滑动平均滤波器可以以较高的截止频率(较高的截止频率意味着较小的时间常数)滤除噪声集中的低频分量，本发明所述的正常滤波器单元通过插入滑动平均滤波器可以得到小的时间常数提取信号，这样加快了反应速度，节省用户等待时间，获得了与采用大时间常数单纯正常滤波器组级联的效果。

另外一方面，本发明的低通滤波器结构可以复用正常滤波器组，扩展实现多通道滤波，实现多通道信号同时测量。与现有技术相比，将滤波器模块时分复用的方法节约了大量资源。

附图说明

图1是现有所述锁相放大器的结构示意图。

图2是图1中滤波器单元的结构示意图，为了提高滤波器单元通带到阻带的滚降而将若干个滤波器进行串联；

图3是本发明所述低通滤波器单元一实施方式的结构示意图；

图3a是本发明所述滑动平均滤波器对正弦信号求滑动平均的示意图；

图4是图3中所述滑动平均滤波器的幅频响应示意图；

图5是图3中所述滑动平均滤波器一实施方式的结构示意图；

图6是本发明所述低通滤波器结构一实施方式的结构示意图；

图7是图6中所述低通滤波器结构的输入信号的示意图；

图中：

100：低通滤波器单元；110：正常滤波器组；120：滑动平均滤波器；121：抽取器；122：滑动平均滤波件；123：内插器；200：低通滤波器结构；210：第一正常滤波器组；220：串转并模块；230：并转串模块；240：第二正常滤波器组。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的若干具体实施方式做进一步说明。

参见图3，图3是本发明所述低通滤波器单元100一实施方式的结构示意图。在图3示出的实施方式中，该结构的低通滤波器单元100包括若干个正常滤波器组110和若干个滑动平均滤波器120，所述正常滤波器组110中包含有若干个串联的正常滤波器，其中，所述正常滤波器为IIR滤波器或者FIR滤波器。所述滑动平均滤波器120的两端分别连接有所述正常滤波器组110。即滑动平均滤波器120嵌在正常滤波器组110的中间，使得滑动平均滤波器120的前面与后面均有一个以上的正常滤波器。其中，参见图4，图4是图3中所述滑动平均滤波器120的幅频响应示意图。滑动平均滤波器120是一种现有的滤波器，如图3a所示，其将最近的N个输入求平均，对一个正弦信号求滑动平均。

其具有以下的特点，

1)结构简洁，使用数学表达式表达为：

$y\left(n\right)=\frac{1}{N}[x\left(n\right)+x(n-1)......+x(n-(N-1))]$

2)可以采用递归实现：

$y\left(n\right)=y(n-1)+\frac{1}{N}[x\left(n\right)-x(n-N)]$

使用递归方法后，无论滤波的长度N是多长，计算输出仅需要两次加法和一次乘法，运算复杂度大大降低。(对比不采用递归计算，一个输出需要N-1次加法与一次乘法)。而且，针对周期性信号有很好的衰减作用，随机的白噪声也有很好的抑制作用。

例如，在一些实施方式中，所述正常滤波器组110中包含有两个相互串联的正常滤波器，从而构成了两个正常滤波器+滑动平均滤波器120+两个正常滤波器的结构。在一些优选的实施方式中，正常滤波器的阶数小于四阶(24db/oct)的时候，没有采用到的正常滤波器保持最小的时间常数，同时用户的时间常数的选择是作用于最前的那几个正常滤波器。例如需要使用100ms，18db/oct参数的正常滤波器单元时，开启滑动平均滤波器120，则实际的结构会是两个串联的100ms的正常滤波器级+滑动平均滤波器120+一个100ms的正常滤波器+最小时间常数的正常滤波器(例如10us)。滑动平均滤波器120嵌在正常滤波器组110的中间是为了保证滑动平均滤波器120之前都有正常滤波器作为抗混叠滤波器，滑动平均滤波器120之后都有正常滤波器作为平滑滤波器的效果。而且，正常滤波器组110的正常滤波器始终也发挥滤除噪声，提取目标频率信号强度的作用。

与现有的采用正常滤波器串联的滤波器单元相比，本发明所述的低通滤波器单元100针对待测信号频率低的情况下，由于滑动平均滤波对周期性的信号的抑制作用非常好，所以只要对待测信号进行整数周期的平均，其平均值为0，能很好地滤除1倍频与2倍频信号。尽管在一些优选实施方式中，滑动平均滤波器120可以是针对衰减低频的1倍频，2倍频而存在的，但由于滑动平均滤波器120嵌入在正常滤波器组110的架构中，若同时待测的信号还有其他某一频率特别大的噪声，则也可以由其他正常滤波器组110滤除。

另外，由于滑动平均滤波器120的稳定时间就是一个周期的待测信号周期。在测量频率较低的信号时，具有滑动平均滤波器120架构的滤波器单元的稳定时间一般会比现有串联的滤波器单元的稳定时间快得多。尤其是在待测信号本身信噪比比较大，而其他频率的噪声是随机噪声，则由滑动平均滤波器120可以完成提取信号的作用，其他正常滤波器组110保持最低的时间常数的状态，从而可以满足了很多需要快速测量的领域要求。

滑动平均滤波器120是需要对一个完整周期信号的数据进行存储的。假如待测信号的频率为f，如果处理系统的采样率为fs，那么一个周期的数据点数是fs/f。举个例子说明，假设fs为256k，f为5mhz的信号，那么一个周期的点数就是5.12*10^7个点。即使是对于双通道而言，若采用定点24bit去存储，则一个周期的存储空间就达到2*24*5.12*10^7bit(约等于293MB)。而且，即使是采用简单的递归的算法实现，运算量也过大，实现起来不好。

然而，由于在一些具体实施方式中，例如锁相放大器中，其算法最后得到的值的精度不是由待测信号每个周期中进行运算的点数的多少来决定的。换句话说，在采用滑动平均滤波器120的时候，对低频待测信号可以进行抽取，以减少存储空间，同时，可以提高运算的效率与编程的简易性。

为此，参见图5，图5是图3中所述滑动平均滤波器120一实施方式的结构示意图。在图5示出的实施方式中，所述滑动平均滤波器120沿信号传递的方向依次包括抽取器121、滑动平均滤波件122和内插器123或零阶保持器。假如配置滑动平均滤波件122的长度N，这样抽取间隔就根据待测信号的频率进行实时变化：fs/(f*N)。若计算出来的抽取间隔不为整数，可以直接取整(在点数N大的时候，其实相当于对待测信号的非常近似一个周期信号平均，对其1倍频，2倍频也有很好的衰减)。

同时由于是进行了抽取的工作，即进行了重采样的过程，为了避免频谱上的混叠，在进行滑动平均滤波件122之前需要有一个正常滤波器进行抗混叠处理。根据上文提出的滤波器总的架构图可以发现，这个抗混叠滤波器刚好就是前面的正常滤波器组110。而为了恢复抽取之后的数据流，保持频谱不发生大的变化，则需要在滑动平均滤波件122之后使用内插器123进行插零及增益恢复(或使用零阶保持器，之后按原数据流采样)。在一些优选实施方式中，在数据流恢复之后，还可以使用需要平滑滤波器来平滑该数据流。然而，在图3示出的实施方式中，可以将滑动平均滤波器120之后的正常滤波器组110充当了平滑滤波器，起到平滑数据流的作用。

从上述的若干实施方式中可以看出，增加了滑动平均滤波器120的低通滤波器单元100可以显著增强其在低频范围的提取信号的能力。能在特定的场合下(待测信号性噪比较高或者频率较低)，在获得了与长时间常数参数一样的结果前提下，提高了系统的反应时间。因此提出了滑动平均滤波器120。

另外，针对滑动平均滤波器120自身的不足，把滑动平均滤波器120嵌入正常滤波器组110中，同时加入抽取器121，内插器123，这样不仅利用了前后滤波器组作为抗混叠滤波器与平滑滤波器，同时很好地解决了单纯滑动平均滤波器120对特定频率噪声的衰减不足，以及存储空间过大的问题。

参见图6，图6是本发明所述低通滤波器结构200一实施方式的结构示意图。在图6示出的实施方式中，该结构的低通滤波器结构200在沿信号传递方向依次包括第一正常滤波器组210、串转并模块220、若干滑动平均滤波器120、并转串模块230和第二正常滤波器组240，其中，

所述正常滤波器组包含若干个相互串联的正常滤波器；

所述滑动平均滤波器120相互并联，首尾端分别与所述串转并模块220和并转串模块230连接。

在一些优选的实施方式中，所述正常滤波器组中包含有两个相互串联的正常滤波器。所述滑动平均滤波器120沿信号传递的方向依次包括抽取器121、滑动平均滤波单元和内插器123或零阶保持器。所述正常滤波器为IIR滤波器或者FIR滤波器。

为了实现多通道滤波，实现多通道信号同时测量多路复用，图5示出的实施方式的滤波器结构采用时分复用来实现。相比现有将滤波器串联后并联的结构，图6示出的实施方式显然节约了大量资源。

参见图7，图7是图6中所述低通滤波器结构200的输入信号的示意图。在实现过程中，首选需要将多通道的数据调制成串行输入到图6示出的滤波器结构当中。然后，通过提高运行时钟的方法分时复用滑动平均滤波器120前后的正常滤波器数组，从而可以大大节约资源，也就是说使用同样的资源可以实现更多通道的滤波。当串行数据进入滑动平均滤波器120时，由于滑动平均滤波器120无法处理串行的数据，因此必须复制多个滑动平均滤波器120进行并联，并且在正常滤波器到滑动平均滤波器120之间加入串转并模块220，而在滑动平均滤波器120到正常滤波器之间加入并转串模块230，从而实现多通道的滤波。

此外，本发明还公开了一种锁相放大器，包含上述任一实施方式中涉及所述的正常滤波器单元或者正常滤波器结构。

应该理解，本发明并不局限于上述实施方式，凡是对本发明的各种改动或变型不脱离本发明的精神和范围，倘若这些改动和变型属于本发明的权利要求和等同技术范围之内，则本发明也意味着包含这些改动和变型。

Claims (5)

1.一种低通滤波器单元，其特征在于其包括：沿信号传递方向依次包括第一正常滤波器组、若干个滑动平均滤波器和第二正常滤波器组，所述第一、第二正常滤波器组中包含有若干个串联的正常滤波器，所述滑动平均滤波器的两端分别连接有所述正常滤波器组；所述滑动平均滤波器沿信号传递的方向依次包括抽取器、滑动平均滤波器和内插器或零阶保持器。

2.如权利要求1所述的低通滤波器单元，其特征在于：所述第一正常滤波器为IIR滤波器或者FIR滤波器。

3.一种低通滤波器结构，其特征在于：沿信号传递方向依次包括第一正常滤波器组、串转并模块、若干滑动平均滤波器、并转串模块和第二正常滤波器组，其中，

所述正常滤波器组包含若干个相互串联的正常滤波器；

所述滑动平均滤波器相互并联，首尾端分别与所述串转并模块和并转串模块连接；所述滑动平均滤波器沿信号传递的方向依次包括抽取器、滑动平均滤波单元和内插器或零阶保持器。

4.如权利要求3所述的低通滤波器结构，其特征在于：所述正常滤波器为IIR滤波器或者FIR滤波器。

5.一种锁相放大器，其特征在于：包含如权利要求1或2的低通滤波器单元或者权利要求3或4所述的低通滤波器结构。