CN104113224A

CN104113224A - 一种射频能量获取电路系统

Info

Publication number: CN104113224A
Application number: CN201310705865.3A
Authority: CN
Inventors: 刘帘曦; 马宁; 沐俊超; 朱樟明; 杨银堂
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2013-12-19
Filing date: 2013-12-19
Publication date: 2014-10-22
Anticipated expiration: 2033-12-19
Also published as: CN104113224B

Abstract

本发明提供一种射频能量获取电路系统，包括：整流电路，用于将射频信号转换成直流信号；与所述整流电路连接的升压电路，用于对所述直流信号进行升压处理，输出电压值。通过获取环境中的射频能量并将其转换为可供设备使用的恒定电压，代替了设备中的电池部分，减小了设备体积，同时延长了设备的使用寿命；且加入电压检测模块，实现了电路间歇性工作的特点，提高了电源的转换效率。

Description

一种射频能量获取电路系统

技术领域

本发明涉及能量获取电路系统领域，特别涉及一种射频能量获取电路系统。

背景技术

现今，重量轻，尺寸小的微型化系统，例如无源射频识别标签（RFID），无线分布式传感器网络，以及可穿戴式/植入身体区域网络（BANs）已经在产业供应链管理，环境监控和医疗/保健支持服务中变得越来越重要。然而，对于这些尺寸受限制系统的发展，可持续和高效率电源的开发已经成为一个重大的挑战，传统的解决方案是利用板载电池，但是这不仅增加了设备的体积，还提高了生产成本，而且，若减小电池尺寸，必然意味着设备工作时间变短。例如，一个1cm3的锂一次电池通常能够存储的能量为2800J，虽然这能够供功率为100μW的系统使用大约1年，但是对于那些在最初安装之后就不易再拆卸的系统来说，这样的工作时间显然是不够的。

整流器（英文：rectifier）是把交流电转换成直流电的装置，可用于供电装置及侦测无线电信号等。整流器可以由真空管，引燃管，固态矽半导体二极管，汞弧等制成。整流器是一个整流装置，简单的说就是将交流（AC）转化为直流（DC）的装置。它有两个主要功能：第一，将交流电（AC）变成直流电(DC)，经滤波后供给负载，或者供给逆变器；第二，给蓄电池提供充电电压。因此，它同时又起到一个充电器的作用。如图1所示为普通的迪克森结构倍压电荷泵的结构，由用于阻抗调节的电感L，电荷存储的电容C1、C2、C3和C4，以及二极管连接的MOS管Mn1、Mp1、Mn2和Mp2组成，RFin为输入端，Vrec为输出端。RFin输入一个直流电平为0V左右，振幅为几百mV到几V左右，频率为915MHz射频信号，当RFin电平小于零时，Mn1导通，电容C1被充电；当后半个周期RFin电平大于零时，Mp1导通，电容C2被充电，且由于C1上的电压不能突变，为C2充电的电压变为输入电压与C1上电压的和，至此实现了一级的倍压整流。图1中为两级倍压整流，理论上可实现四倍升压整流，但由于MOS管本身具有一定的阈值导通电压Vth，因此二极管连接方式下也具有一定正向导通压降Vth，使倍压整流器达不到理想的升压效果。

发明内容

本发明的目的在于提供一种射频能量获取电路系统，获取环境中的射频能量转换为可供设备使用的恒定电压，代替了设备中的电池部分，减小了设备体积，同时延长了设备的使用寿命。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种射频能量获取电路系统，包括：

整流电路，用于将射频信号转换成直流信号；

与所述整流电路连接的升压电路，用于对所述直流信号进行升压处理，输出电压值。

其中，上述射频能量获取电路系统，还包括：

连接在所述整流电路和所述升压电路之间的电压监测电路，用于监测所述整流电路输出的直流信号，使在一预设范围值内的直流信号能够输入所述升压电路。

进一步的，所述整流电路为一阈值自补偿的倍压整流器，所述阈值自补偿的倍压整流器包括：

用于对所述射频信号进行第一次升压的一级升压电路；及

与所述一级升压电路连接，用于对完成第一次升压的电压进行第二次升压的二级升压电路。

其中，所述一级升压电路包括：

射频信号输入端RFin连接一电感L，再与一电容C1串联后一方面与第一NMOS管Mn1的源极连接，所述第一NMOS管Mn1的漏极接地，所述第一NMOS管Mn1的栅极与第一并联组合的一端连接后，串联一电阻Rbn1，所述第一并联组合的另一端接地；另一方面与第二PMOS管Mp1的源极连接，所述第二PMOS管Mp1的栅极一方面与第二并联组合的一端连接，所述第二并联组合的另一端与所述第二PMOS管Mp1的漏极连接，并输出一级升压电压V2，另一方面串联一电阻Rbp1后接地。

其中，所述二级升压电路包括：

所述一级升压电压V2与第三NMOS管Mn2的漏极连接，所述第三NMOS管Mn2的源极与一电容C3串联后与所述电感L连接，所述第三NMOS管Mn2的栅极一方面与第三并联组合的一端连接，所述第三并联组合的另一端与所述第三NMOS管Mn2的漏极连接；另一方面连接一电阻Rbn2；所述第三NMOS管Mn2的源极还连接第四PMOS管Mp2的源极，所述第四PMOS管Mp2的漏极串联一电容C4后接地，并输出二级升压电压V4，所述第四PMOS管Mp2的栅极与第四并联组合的一端连接后，串联一电阻Rbp2并接地，所述第四并联组合的另一端连接所述第四PMOS管Mp2的漏极。

其中，所述电阻Rbn1及电阻Rbn2的另一端均与所述输出二级升压电压端V4连接。

其中，所述第一并联组合为并联连接的一电容Cbn1及二极管连接的NMOS管Mbn1，其中所述二极管作用的NMOS管Mbn1的源极端接地；

所述第二并联组合为并联连接的一电容Cbp1及二极管连接的PMOS管Mbp1，其中所述二极管连接的PMOS管Mbp1的源极与所述第二PMOS管Mp2的漏极连接。

所述第三并联组合为并联连接的一电容Cbn2及二极管连接的NMOS管Mbn2，其中所述二级管连接的NMOS管Mbn2的源极与所述第三NMOS管Mn2的漏极连接。

所述第四并联组合为并联连接的一电容Cbp2及二极管连接的PMOS管Mbp2，其中所述二极管连接P的MOS管Mbp2的源极与所述第四PMOS管Mp2的漏极连接。

进一步的，所述二极管连接的MOS管是将所述MOS管的栅极与漏极直接连接的MOS管。

其中，所述输出二级升压电压V4与第一开关TNK1的闭合状态连接后，再连接一用于存储所述二级升压电压V4的电容Ccap，所述电容Ccap的另一端接地。

其中，上述射频能量获取电路系统，还包括：

信号强度指示电路，用于指示接收的射频信号的强度值；所述信号强度指示电路包括，与所述输出二级升压电压V4连接的第二开关TRY2，所述第二开关TRY2的闭合时一方面连接第二接地电阻R6，另一方面连接一电压输出端Dout。

其中，所述第一开关TNK1及所述第二开关TRY2的开关状态由一个数字输入端口Dset控制，所述第一开关TNK1及所述第二开关TRY2互为反向，且所述数字输入端口Dset连接一接地的电阻R7。

进一步的，所述电压监测电路包括一迟滞比较器，所述迟滞比较器的的反向输入端设置一基准电压源Vref，所述基准电压源Vref的电源电压以及迟滞比较器的电源电压由所述第一开关TNK1的闭合状态提供，所述迟滞比较器的同相输入端与所述电容Ccap具有的电压值Vcap的采样电压Vmon连接，所述迟滞比较器的输出端串联电阻R4及电阻R5后与所述迟滞比较的同相输入端连接，所述电压Vcap与所述采样电压Vmon之间连接一电阻R3，且所述采样电压Vmon还连接一到地的电阻R2。

其中，所述迟滞比较器的同相输入端还设置一由外部数字信号控制的接地的第三开关TRY1，所述迟滞比较器的输出端连接一数字输出端口INT，且数字输出端口INT与所述采样电压Vmon连接。

其中，上述射频能量获取电路系统，还包括：

复位信号端口RESET，所述复位信号端口与所述接地的第三开关TRY1连接，且所述复位信号端口RESET还连接一接地的电阻R1。

其中，所述射频能量获取电路系统还包括：嵌位电路clamp，用于将所述电容Ccap的电压嵌位于一预设值以下；所述嵌位电路clamp的一端接地，另一端与所述第一开关TNK1的闭合状态及所述电容Ccap连接。

其中，所述嵌位电路包括一二极管D及与所述二级管D阳极连接的电阻R；其中，所述二级管D的阴极与所述基准电压源Vref连接后接地。

其中，所述升压电路包括：

与所述迟滞比较器的输出端连接的升压模块BOOST，所述升压模块BOOST的输入端还与所述第一开关TNK1的闭合状态连接，且所述升压模块BOOST的输出端输出电压Vout。

进一步的，所述升压模块BOOST包括一续流二极管，且所述续流二极管采用同步整流技术。

本发明的上述技术方案至少具有如下有益效果：

本发明实施例的射频能量获取电路系统中，通过获取环境中的射频能量并将其转换为可供设备使用的恒定电压，代替了设备中的电池部分，减小了设备体积，同时延长了设备的使用寿命；且加入电压检测模块，实现了电路间歇性工作的特点，提高了电源的转换效率。

附图说明

图1表示现有技术中普通的迪克森结构的倍压电荷泵的结构图；

图2表示本发明射频能量获取电路系统的整体电路结构图；

图3表示本发明实施例中阈值自补偿的两级倍压整流器电路的结构图；

图4表示本发明实施例的比较器经外部电阻实现迟滞功能的结构图；

图5表示本发明实施例中主要电压值随数字控制信号的变化关系图；

图6表示本发明实施例中升压电路的工作原理图；

图7表示本发明实施例中的静态嵌位电路结构图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

本发明针对现有技术中安装之后不易拆卸的系统的电源的续航能力不够的问题，提供一种射频能量获取电路系统，通过获取环境中的射频能量并将其转换为可供设备使用的恒定电压，代替了设备中的电池部分，减小了设备体积，同时延长了设备的使用寿命；且加入电压检测模块，实现了电路间歇性工作的特点，提高了电源的转换效率。

如图2所示，本发明实施例提供一种射频能量获取电路系统，包括：

整流电路11，用于将射频信号转换成直流信号；

与所述整流电路11连接的升压电路12，用于对所述直流信号进行升压处理，输出电压值。

本发明上述实施例的射频能量获取电路系统，适用于无电池微型电子设备，该系统可以收集环境中频率约为915MHz，功率大于-12dBm的射频能量，并将收集到的射频能量转换为直流信号输出，由于此时的直流信号较小，通过升压电路对所述直流信号进行升压，使其输出电压能够被用电设备使用，该输出电压值范围可达1.8V到5.0V。需要说明的是，能够被收集的射频信号的频率、功率等不限于以上所述的固定值，所有能够被收集的射频信号在本发明中均适用；同时输出电压值的大小根据用电设备的需求而不同，不限于一固定值。

本发明实施例中，上述射频能量获取电路系统，还包括：

连接在所述整流电路11和所述升压电路12之间的电压监测电路13，用于监测所述整流电路输出的直流信号，使在一预设范围值内的直流信号能够输入所述升压电路12。

本发明上述实施例中，在所述整流电路11和所述升压电路12之间连接一电压监测电路13，使所述升压电路的工作模式能够在重负载工作模式或负载较轻/待机模式之间切换，以降低在轻负载时的能量消耗，提高转换效率。

本发明上述实施例中，如图3所示，所述整流电路11为一阈值自补偿的倍压整流器，所述阈值自补偿的倍压整流器包括：

用于对所述射频信号进行第一次升压的一级升压电路；及

其中，所述一级升压电路包括：

其中，所述二级升压电路包括：

所述一级升压电压V2与第三MOS管NMn2的漏极连接，所述第三NMOS管Mn2的源极与一电容C3串联后与所述电感L连接，所述第三NMOS管Mn2 的栅极一方面与第三并联组合的一端连接，所述第三并联组合的另一端与所述第三NMOS管Mn2的漏极连接；另一方面连接一电阻Rbn2；所述第三NMOS管Mn2的源极还连接第四PMOS管Mp2的源极，所述第四PMOS管Mp2的漏极串联一电容C4后接地，并输出二级升压电压V4，所述第四PMOS管Mp2的栅极与第四并联组合的一端连接后，串联一电阻Rbp2并接地，所述第四并联组合的另一端连接所述第四PMOS管Mp2的漏极。

所述第三并联组合为并联连接的一电容Cbn2及二极管连接的NMOS管Mbn2，其中所述二级管连接的NMOS管Mbn2的源极与所述第三MOS管Mn2的漏极连接。

所述第四并联组合为并联连接的一电容Cbp2及二极管连接的PMOS管Mbp2，其中所述二极管连接的PMOS管Mbp2的源极与所述第四MOS管PMp2的漏极连接。

进一步的，所述二极管连接的MOS管是将所述MOS管的栅极与漏极直接连接的MOS管。其中，MOS管是分NMOS和PMOS的，NMOS管是栅源电压为正的时候导通，PMOS管在栅源电压为负的时候导通。

本发明的具体实施例中采用的是阈值自补偿的两级倍压整流器，也可根据实际应用采用阈值自补偿的三级倍压整流器、阈值自补偿的四级倍压整流器等，甚至更多级的阈值自补偿倍压整流器，所有能够实现阈值自补偿且能够达到放大整流目的的整流器在本发明实施例中均适用，不仅限于以下具体实施例中的阈值自补偿两级倍压整流器。

本发明实施例中，经天线获取到的射频信号输入到该系统的RFin端，由整流器进行整流。需要注意的是，上述整流器与外部天线实现阻抗匹配。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗与传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有的能量都被负载吸收了。例如，这里可使用的外部天线为50Ω的特征阻抗，而整流器本身成容性，调节整流器前端串联的电感L，使整个结构在915MHz频率下达到50Ω的特征阻抗，从而实现阻抗匹配。

如图3所示，为了使整流器在特定频率下与外部50Ω天线实现阻抗匹配，在其射频输入端RFin连接一个电感L。电感的另一端Vin再与一个电容C1串联经过一个二极管作用的NMOS管Mn1与地之间形成一个在输入射频信号为负值时（负半周期）导通，为电容C1充电的通路；在电容C1与MOS管Mn1之间的V1端又连接了一个二极管作用的PMOS管Mp1，再经过一个电容C2与地连接，形成一个在输入射频信号处于正半周期时导通的通路，由射频信号电压与电容C1上的电压之和给电容C2充电，形成比C1更高的电压，即V2处的电压完成一级升压。第二级也由相同的结构构成，在Mp1与C2之间的V2端，连接一个二极管作用的NMOS管Mn2，再串联一个电容C3与Vin连接，形成输入电压负半周期导通的通路，C2上存储的电压与Vin之间的压差给电容C3充电；Mn2与C3之间的V3端连接一个二极管作用的PMOS管Mp2，再与C4串联，接到地，形成一个输入电压正半周期导通的通路，Vin上的电压与C3上的电压之和给电容C4充电，完成第二级的升压，输出电压为V4上的电压Vrec。电路中二极管作用的MOS管是由二极管连接的MOS管给进而来，MOS管的二极管连接方式为直接把管子的栅极与其漏极相连，以NMOS管为例，当其漏极电压高于源级电压，且压差达到一个阈值电压值时，栅源电压也达到阈值电压，NMOS管导通，因此会存在一个与该管子的阈值电压相当的正向导通电压，因此本电路对此进行了改进。地与V4之间由Cbn1于二极管连接的NMOS管Mbn1并联，再与电阻Rbn1串联，通路中电容上的电压与MOS管Mn1的栅极相连，为其提供高出其漏端gnd电平约400mV的电压，补偿了二极管连接的MOS管的阈值电压，减小了其正向导通压降；同理，PMOS管Mp1的栅极电压由Cbp1、Mbp1及Rbp1构成的通路提供，使其栅极电压低于其漏端V2处的电平约400mV；Mn2的栅极电压由Rbn2，Cbn1及Mbn1构成的通路提供，使其电平值高于其漏端V2的电压值约400mV；Mp2的栅极电压由Rbp2，Cbp1及Mbp1构成的通路提供，使其电平值低于其漏端V4电压值约400mV。使用这种结构既增大了输出电压范围（-12dBm输入功率时最高可升压至5V），又提高了转换效率（最高可达35%）。

本发明上述实施例中，如图2所示，所述输出二级升压电压V4与第一开关TNK1的闭合状态连接后，再连接一用于存储所述二级升压电压V4的电容Ccap，所述电容Ccap的另一端接地。

本发明实施例中，电容Ccap用来存储整流器获得的能量，即所述二级升压电压V4，供后级电路使用。同时，所述存储电容Ccap的值可根据所述升压电路的输出电压值V_out确定：

c＝V_outI_outt_on

其中，V_out为该电路系统的输出电压，I_out为该电路平均输出电流，t_on为输出电压的导通时间。

本发明实施例中，如图2所示，上述射频能量获取电路系统，还包括：

信号强度指示电路14，用于指示接收的射频信号的强度值；所述信号强度指示电路14包括，与所述输出二级升压电压V4连接的第二开关TRY2，所述第二开关TRY2的闭合时一方面连接第二接地电阻R6，另一方面连接一电压输出端Dout。

其中，所述信号强度指示电路14中通过电压输出端Dout输出与所述整流器输出电压相对应的电压值，则外部可使用微处理器计算出该芯片获取到的能量值，即电路能够实现接收信号强度指示（RSSI）功能。且所述第一开关TNK1及所述第二开关TRY2的开关状态由一个数字输入端口Dset控制，所述第一开关TNK1及所述第二开关TRY2互为反向，且所述数字输入端口（Dset）连接一接地的电阻（R7）。整流器将RFin端的射频信号转换成直流电平。电路正常工作时，Dset为低电平，此时开关TRY2断开，TNK1导通，经整流器输出的直流电平给Vcap端口外接的存储电容Ccap充电。当Dset跳变为高电平，此时开关TNK1断开，TRY2导通，整流器的直流输出流经到地的R6电阻通路，产生一个与整流器输出电平相对应的电平值由Dout输出，实现接收信号强度指示功能。且电阻R7是与Dset端口相连的，是当Dset信号悬空（外部不连接）时，为本身Dset上存储的电荷放电，即快速地将其电平下拉至地。即本发明电路的控制信号Dset具有内部下拉功能。

本发明的上述实施例中，如图4所示，所述电压监测电路13包括一迟滞比较器，所述迟滞比较器的的反向输入端设置一基准电压源Vref，所述基准电压源Vref的电源电压以及迟滞比较器的电源电压由所述第一开关TNK1的闭合状态提供，所述迟滞比较器的同相输入端与所述电容Ccap具有的电压值Vcap的采样电压Vmon连接，所述迟滞比较器的输出端串联电阻R4及电阻R5后与所述迟滞比较的同相输入端连接，所述电压Vcap与所述采样电压Vmon之间连接一电阻R3，且所述采样电压Vmon还连接一到地的电阻R2。

且所述迟滞比较器的同相输入端还设置一由外部数字信号控制的接地的第三开关TRY1，所述迟滞比较器的输出端连接一数字输出端口INT，且数字输出端口INT与所述采样电压Vmon连接。

该能量获取电路系统内部有一个基准电压源Vref，在Vcap电压较低时（约0.9V）就可产生一个参考电平，输入到比较器的反向端，与Vcap的采样电压值Vmon进行比较，实际应用时，使用外接电阻R4和R5将输出INT电平反馈回输入Vmon使该比较器实现了迟滞的功能。当不使用接收信号强度指示功能时，整流器始终给存储电容充电，Vcap电压从零开始升高，首先生成比较器反向端输入的基准电压Vref，此时Vmon<Vref，输出INT=0，此时:

V_{cap} = V_{cap 1} = \frac{R_{2} / / (R_{5} + R_{4}) + R_{3}}{R_{2} / / (R_{5} + R_{4})} V_{mon}

当Vcap上升使Vmon=Vref时，输出发生翻转，INT=1，Boost模块开始工作，输出电压值Vout。此时，由于Boost电路消耗的功率远大于整流器传给存储电容的功率，Vcap开始下降，此时：

V_{cap} = V_{cap 2} = \frac{R_{2} + R_{3} / / (R_{5} + R_{4})}{R_{2}} V_{mon}

当Vcap下降到使Vmon=Vref时，输出翻转，INT=0，Boost模块停止工作，停止输出电压值，因此，Vcap又开始上升。如此循环，Vcap被嵌位在上下门限之间：

\frac{R_{2} + R_{3} / / (R_{5} + R_{4})}{R_{2}} V_{ref} < V_{cap} = \frac{R_{2} / / (R_{5} + R_{4}) + R_{3}}{R_{2} / / (R_{5} + R_{4})} V_{ref}

从而使Boost模块间歇性地工作在一个合适的电压范围内。

该能量获取电路系统应用于不同设备时，所需的直流电压源幅值可能不同，此时，要想使Boost模块达到较高的转换效率，输入电压值必须随输出电压增大而增大。因此可调节外接电阻R2和R3，改变Vmon对Vcap的采样比例，使Vmon/Vcap的值随输出电压的升高减小，当Vmon被嵌位于Vref±Vw范围内时，Vcap的变化范围Vcap/Vmon*(Vref±Vw)的值会变大，从而实现最大功率点的调节。

如图5所示，由于增大Ccap的电容值可延长Vout的输出时间，但也同样延长了电容电平恢复所需的时间，会使应用电路的间歇时间太长。因此，该系统增加了一个RESET端口，与微控制器结合，可使整个电路工作在快速恢复模式。本发明上述实施例中，所上述射频能量获取电路系统还包括，复位信号端口RESET，所述复位信号端口另一端与所述接地的第三开关TRY1连接，且所述复位信号端口RESET还连接一接地的电阻R1。

同时此处电阻R1是与RESET连接，是当RESET信号悬空（外部不连接）时，为本身RESET上存储的电荷放电，即快速地将其电平下拉至地。即本发明电路的控制信号RESET具有内部下拉功能。

本发明实施例中，如图7所示，所述射频能量获取电路系统还包括：嵌位电路clamp，用于将所述电容Ccap的电压嵌位于一预设值以下；所述嵌位电路clamp的一端接地，另一端与所述第一开关TNK1的闭合状态及所述电容Ccap连接。且所述嵌位电路包括一二极管（D）及与所述二级管（D）阳极连接的电阻（R）；其中，所述二级管（D）的阴极与所述基准电压源(Vref)连接后接地。

本发明实施例中为了防止Reset信号长时间处于高电平，而使电压自动调节模块起不到嵌位的功能，在电路中加入了静态嵌位功能，此处的嵌位电路只需一个二极管上限幅电路，如图7所示，电路中的电源电压E由基准电压模块Vref产生，该嵌位电路的阈值电压则为电源电压Ve加上二极管D的正向导通压降，当Vcap上的电压低于该阈值电压时，输出随输入电压变化，当Vcap上的电压高于阈值电压时，该电路的二极管通路开始导通，对Vcap进行放电，经过调节基准电压的值和二极管的正向导通压降，可将Vcap嵌位于2.3V以下，防止过高的电压将存储电容器击穿。

本发明上述实施例中，所述升压电路包括：

与所述迟滞比较器的输出端连接的升压模块BOOST，所述升压模块BOOST的输入端还与所述第一开关TNK1的闭合状态连接，且所述升压模块BOOST的输出端输出电压Vout。且所述升压模块BOOST包括一续流二极管，且所述续流二极管采用同步整流技术。

最后为，将Vcap升高到设备所需的稳定的工作电压的Boost模块。Boost的核心电路中续流二极管使用了同步整流技术，是由逻辑控制的PMOS开关作为功率管，从而降低了正向导通压降，提高了转换效率。对于开关管的控制为电流模控制模式，且具有内部补偿功能，具有较好的稳定性。对于能量获取设备，功耗的要求是十分严格的，因此本电路中的Boost电路的工作模式可在普通的PWM模式和Burst模式下转换，以降低在轻负载时的能量消耗。

如图6所示，电路的大致工作原理为：当Nmos开关管Mn导通，PMOS续流管Mp闭合时，输入电压Vin（即系统中的Vcap）给电感L充电，电感L上的电流变大；当Mn闭合，Mp导通时，由于电感上的电流不能突变，产生与输入电压Vin同相的感生电动势，为输出电容Cout充电，实现升压，开关管与续流管的开关占空比决定了输出电压值的大小。该电路中的开关管Mn和续流管Mp都由控制环路经逻辑电路模块控制其开启或关断。本电路的控制环路使用的是峰值电流采样的双环控制模式。电压采样环路是对输出电压进行采样得到电压值FB（即系统中的Vset），输入误差比较器，与带隙基准模块产生的Vref进行比较，输出一个误差放大值输入到PWM比较器的一端。电流采样环路是对流经开关管Mn的电流进行采样，再经过斜坡补偿输入到PWM比较器的另一端，与误差放大器输出值进行比较，生成一个占空比与输出值大小有关的矩形波，形成双环负反馈回路，进而使输出电压稳定在所需的电压值附近。对于能量获取设备，功耗的要求是十分严格的，因此本系统中的Boost电路正常的工作模式如上文描述为PWM模式，但轻载或待机状态时为Burst模式。当输出负载较大时，输出电压与参考电平FB差值较大，Boost电路工作在1MHz频率的PWM模式，但当负载较小时，输出电压采样FB与参考电平Vref差值较小，误差放大器可变为比较器，输出数字电平，使能Boost电路中的大部分电路停止工作，电路变为Burst工作模式。此时电路可检测输出电压，当输出电压低于某个阈值时，电路与PWM模式一样，系统工作在1MHz频率下，当电压升高达到要求时，Boost系统中大部分的模块停止工作，处于休眠状态，Vout电压由于负载消耗或漏电原因又缓慢降低，如此循环，这种间歇PWM调制的工作模式即为Burst模式。这种Burst模式减少了轻载或待机状态时的开关翻转频率，很大程度上节省了动态功耗，满足了本电源电路低功耗、间歇性工作的特点。

本发明上述实施例中Vcap上的电压随着获取能量的积累，从0逐渐升高，由于电压基准源模块只需很小的电平即可产生参考电压，因此，比较器输出INT为低电平，后级Boost升压电路停止工作，Vcap电平继续升高。当升高到使其采样电平值Vmon高于迟滞比较器的上门限电压时，比较器输出INT翻转为高电平，后级Boost升压模块开始工作，输出稳定的电源电压Vout，Ccap上电荷的消耗速度大于存储速度，Vcap电平值下降。

进一步的，Vcap下降过程中INT翻转为低电平分两种情况。第一种情况为迟滞比较器正常工作状态，即Vcap下降到使其采样电平值Vmon低于迟滞比较器的下门限电压时，INT翻转为低电平，后级Boost升压电路停止工作，电源电压Vout停止输出，Vcap电平值又开始升高，如此循环；第二种情况用到了控制信号Reset，电路的Reset功能与外部微处理器结合使用，当外部微处理器感应到输出电压Vout已经提供了足够的电源功耗后，即使能Reset信号，产生一个高电平窄脉冲，当Reset输入一个高电平信号时，开关TRY1导通，Vmon瞬间被置为零电平，此时迟滞比较器输出翻转为低电平，Boost升压电路也停止工作，脉冲过后，Reset信号被下拉电阻下拉至零电位，迟滞比较器开始正常工作，如此循环。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种射频能量获取电路系统，其特征在于，包括：

整流电路，用于将射频信号转换成直流信号；

2.根据权利要求1所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，还包括：

3.根据权利要求1所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述整流电路为一阈值自补偿的倍压整流器，所述阈值自补偿的倍压整流器包括：

用于对所述射频信号进行第一次升压的一级升压电路；及

4.根据权利要求3所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述一级升压电路包括：

射频信号输入端（RFin）连接一电感（L），再与一电容（C1）串联后一方面与第一NMOS管（Mn1）的源极连接，所述第一NMOS管（Mn1）的漏极接地，所述第一NMOS管（Mn1）的栅极与第一并联组合的一端连接后，串联一电阻（Rbn1），所述第一并联组合的另一端接地；另一方面与第二PMOS管（Mp1）的源极连接，所述第二PMOS管（Mp1）的栅极一方面与第二并联组合的一端连接，所述第二并联组合的另一端与所述第二PMOS管（Mp1）的漏极连接，并输出一级升压电压（V2），另一方面串联一电阻（Rbp1）后接地。

5.根据权利要求4所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述二级升压电路包括：

所述一级升压电压（V2）与第三NMOS管（Mn2）的漏极连接，所述第三NMOS管（Mn2）的源极与一电容（C3）串联后与所述电感（L）连接，所述第三NMOS管（Mn2）的栅极一方面与第三并联组合的一端连接，所述第三并联组合的另一端与所述第三NMOS管（Mn2）的漏极连接；另一方面连接一电阻（Rbn2）；所述第三NMOS管（Mn2）的源极还连接第四PMOS管（Mp2）的源极，所述第四PMOS管（Mp2）的漏极串联一电容（C4）后接地，并输出二级升压电压（V4），所述第四PMOS管（Mp2）的栅极与第四并联组合的一端连接后，串联一电阻（Rbp2）并接地，所述第四并联组合的另一端连接所述第四PMOS管（Mp2）的漏极；其中，所述电阻（Rbn1）及电阻（Rbn2）的另一端均与所述输出二级升压电压端（V4）连接。

6.根据权利要求4或5所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述第一并联组合为并联连接的一电容（Cbn1）及二极管连接的NMOS管（Mbn1），其中所述二极管作用的NMOS管（Mbn1）的源极端接地；

所述第二并联组合为并联连接的一电容（Cbp1）及二极管连接的PMOS管（Mbp1），其中所述二极管连接的PMOS管（Mbp1）的源极与所述第二PMOS管（Mp2）的漏极连接。

所述第三并联组合为并联连接的一电容（Cbn2）及二极管连接的NMOS管（Mbn2），其中所述二级管连接的NMOS管（Mbn2）的源极与所述第三NMOS管（Mn2）的漏极连接。

所述第四并联组合为并联连接的一电容（Cbp2）及二极管连接的PMOS管（Mbp2），其中所述二极管连接的PMOS管（Mbp2）的源极与所述第四PMOS管（Mp2）的漏极连接。

7.根据权利要求6所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述二极管连接的MOS管是将所述MOS管的栅极与漏极直接连接的MOS管。

8.根据权利要求5所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述输出二级升压电压（V4）与第一开关(TNK1)的闭合状态连接后，再连接一用于存储所述二级升压电压（V4）的电容（Ccap），所述电容（Ccap）的另一端接地。

9.根据权利要求5所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，还包括：

信号强度指示电路，用于指示接收的射频信号的强度值；所述信号强度指示电路包括，与所述输出二级升压电压（V4）连接的第二开关（TRY2），所述第二开关（TRY2）的闭合时一方面连接第二接地电阻（R6），另一方面连接一电压输出端（Dout）。

10.根据权利要求8或9所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述第一开关(TNK1)及所述第二开关（TRY2）的开关状态由一个数字输入端口（Dset）控制，所述第一开关(TNK1)及所述第二开关（TRY2）互为反向，且所述数字输入端口（Dset）连接一接地的电阻（R7）。

11.根据权利要求2所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述电压监测电路包括一迟滞比较器，所述迟滞比较器的的反向输入端设置一基准电压源（Vref），所述基准电压源(Vref)的电源电压以及迟滞比较器的电源电压由所述第一开关（TNK1）的闭合状态提供，所述迟滞比较器的同相输入端与所述电容（Ccap）具有的电压值（Vcap）的采样电压（Vmon）连接，所述迟滞比较器的输出端串联电阻（R4）及电阻（R5）后与所述迟滞比较的同相输入端连接，所述电压（Vcap）与所述采样电压（Vmon）之间连接一电阻（R3），且所述采样电压（Vmon）还连接一到地的电阻（R2）。

12.根据权利要求11所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述迟滞比较器的同相输入端还设置一由外部数字信号控制的接地的第三开关（TRY1），所述迟滞比较器的输出端连接一数字输出端口（INT），且数字输出端口（INT）与所述采样电压（Vmon）连接。

13.根据权利要求12所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，还包括：

复位信号端口（RESET），所述复位信号端口与所述接地的第三开关（TRY1）连接，且所述复位信号端口（RESET）还连接一接地的电阻（R1）。

14.根据权利要求13所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述射频能量获取电路系统还包括：嵌位电路（clamp），用于将所述电容（Ccap）的电压嵌位于一预设值以下；所述嵌位电路（clamp）的一端接地，另一端与所述第一开关（TNK1）的闭合状态及所述电容（Ccap）连接。

15.根据权利要求14所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述嵌位电路包括一二极管（D）及与所述二级管（D）阳极连接的电阻（R）；其中，所述二级管（D）的阴极与所述基准电压源(Vref)连接后接地。

16.根据权利要求12所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述升压电路包括：

与所述迟滞比较器的输出端连接的升压模块（BOOST），所述升压模块（BOOST）的输入端还与所述第一开关（TNK1）的闭合状态连接，且所述升压模块（BOOST）的输出端输出电压（Vout）。

17.根据权利要求16所述的射频能量获取电路系统，其特征在于，所述升压模块（BOOST）包括一续流二极管，且所述续流二极管采用同步整流技术。