CN104104228A

CN104104228A - 同步整流电路和应用其的充电电路

Info

Publication number: CN104104228A
Application number: CN201410380699.9A
Authority: CN
Inventors: 邓甫华
Original assignee: Nanjing Xilijie Semiconductor Technology Co Ltd
Current assignee: Nanjing Sili Microelectronics Technology Co., Ltd
Priority date: 2014-08-04
Filing date: 2014-08-04
Publication date: 2014-10-15
Anticipated expiration: 2034-08-04
Also published as: CN104104228B

Abstract

公开了一种同步整流电路和应用其的充电电路，所述同步整流电路包括整流晶体管和同步整流控制电路，同步整流控制电路用于根据整流晶体管漏极和源极的电压差生成同步整流控制信号，控制所述整流晶体管导通或关断，上述同步整流电路结构简单、器件数量少、制造成本低。在应用于充电电路时，可以克服电池充电难以充满的问题。

Description

同步整流电路和应用其的充电电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种同步整流电路和应用其的充电电路。

背景技术

同步整流技术利用金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)替代肖特基二极管(Schottky Diode)从而有利于降低电路的整体功耗。

同步整流电路需要配置控制电路控制整流晶体管的导通状态，现有的控制电路结构复杂、器件数量较多、占用芯片面积较大，使得同步整流电路制造成本较高。

发明内容

有鉴于此，提供一种结构简单、器件数量少的同步整流电路和应用其的充电电路，一方面简化同步整流电路结构，另一方面解决现有的充电电路容易不能对电池充电充满的问题。

第一方面，提供一种同步整流电路，包括：

整流晶体管，包括栅极、源极和漏极；

同步整流控制电路，用于根据整流晶体管漏极和源极的电压差生成同步整流控制信号，控制所述整流晶体管导通或关断；

所述同步整流控制信号随所述电压差的增大而减小。

优选地，所述同步整流控制电路包括：

第一晶体管，包括发射极、集电极和基极；

第二晶体管，包括发射极、集电极和基极；

第一电阻和第二电阻；

其中，所述第一晶体管的发射极与所述整流晶体管的漏极连接，所述第一晶体管的基极和集电极以及所述第二晶体管的基极相互连接，所述第二晶体管的发射极与所述整流晶体管的源极连接，所述第二晶体管的集电极与所述整流晶体管的栅极连接；

所述第一电阻连接在所述第一晶体管的集电极和接地端之间；

所述第二电阻连接在所述第二晶体管的集电极和接地端之间。

优选地，所述整流晶体管为P沟道金属氧化物场效应晶体管。

优选地，所述第一晶体管和第二晶体管为PNP型双极性晶体管。

第二方面，提供一种充电电路，包括：

隔离电路，连接在电源输入端和功率转换电路之间，用于防止电流流向电源输入端；

功率转换电路，用于进行功率转换，输出充电电流；

充电电流检测电路，用于检测所述充电电流输出充电电流检测信号；

功率转换控制电路，用于根据所述充电电流检测信号控制所述功率转换电路；

所述隔离电路为如上所述的同步整流电路。

第三方面，提供一种充电电路，包括：

功率转换电路，用于进行功率转换，输出充电电流；

所述充电电流检测电路包括如上所述的同步整流电路。

优选地，所述充电电流检测电路包括检测电阻和所述同步整流电路；

所述检测电阻和所述同步整流电路并联连接。

优选地，所述充电电流检测电路为所述同步整流电路。

优选地，所述隔离电路为如上所述的同步整流电路。

上述同步整流电路结构简单、器件数量少、制造成本低。上述充电电路应用同步整流电路作为隔离电路或充电电流检测电路，使得该充电电路充电电压较高，并且可以有效降低截止电流，克服了电池充电难以充满的问题。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的同步整流电路的电路示意图；

图2是应用本发明实施例的同步整流电路的充电电路的示意图；

图3是应用本发明实施例的同步整流电路的另一个充电电路的示意图；

图4是应用本发明实施例的同步整流电路的另一个充电电路的示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的同步整流电路的电路示意图。如图1所示，同步整流电路10包括整流晶体管MOS和同步整流控制电路10a。

整流晶体管MOS包括栅极、源极和漏极。在本实施例中，整流晶体管MOS为P沟道增强型金属氧化物场效应晶体管(简称PMOS晶体管)，其源极和漏极之间具有体二极管，整流晶体管MOS可以根据栅极电压的变化截止或导通，其在栅极和源极间电压低于导通阈值v_th时导通，高于导通阈值v_th时截止。在导通时，整流晶体管MOS的导通电阻很小。利用整流晶体管MOS的上述特性可以使得同步整流电路相比于现有的二极管具有更好的性能。

同步整流控制电路10a用于根据整流晶体管MOS漏极和源极的电压差生成同步整流控制信号v_g。同步整流控制信号v_g施加到整流晶体管MOS的栅极，用于控制整流晶体管MOS导通或关断。

在本实施例中，同步整流控制信号v_g随整流晶体管MOS漏极和源极的电压差的增大而减小。

由此，在初始阶段，输入到整流晶体管MOS的电流较小，整流晶体管MOS保持关断，电流通过其体二极管流过，随着输入到整流晶体管MOS的电流增大，体二极管的电压降(也即整流晶体管MOS漏极和源极的电压差)增大，同步整流控制电路10a输出的同步整流控制信号v_g随电压差的增大而减小，当同步整流控制信号v_g减低到使得栅极和源极间电压低于导通阈值v_th时，整流晶体管MOS导通。反之，在输入到整流晶体管MOS的电流减小时，会使得整流晶体管的漏极和源极的电压差减小，同步整流控制电路10a输出的同步整流控制信号v_g随电压差的减小而增大，当同步整流控制信号v_g增大到一定程度是，整流晶体管MOS关断。

由此，可以实现同步整流。

在本实施例中，同步整流控制电路10a可以包括第一晶体管B1、第二晶体管B2、第一电阻R1和第二电阻R2。

第一晶体管B1为双极性晶体管(BJT)，其包括发射极、集电极和基极。双极性晶体管是由两个背靠背PN结构成的具有电流放大作用的晶体三极管。在本实施例中，第一晶体管B1为PNP型双极性晶体管由两层P型掺杂区域和介于二者之间的一层N型掺杂半导体组成。流经基极的微小电流可以在发射极端得到放大。

第二晶体管B2与第一晶体管B1类型相同，包括发射极、集电极和基极。在本实施例中，第二晶体管B2也为PNP型双极性晶体管。

在制造时，第一晶体管B1和第二晶体管B2可以形成为一个配对晶体管，也可以以分立形式形成。

其中，第一晶体管B1的发射极与整流晶体管MOS的漏极连接，第一晶体管B1的基极和集电极以及第二晶体管B2的基极相互连接，第二晶体管B2的发射极与整流晶体管MOS的源极连接。第二晶体管B2的集电极与整流晶体管MOS的栅极连接，通过第二晶体管B2的集电极电压控制整流晶体管MOS处于截止状态或导通状态。

第一电阻R1连接在第一晶体管B1的集电极和接地端之间。

第二电阻R2连接在第二晶体管B2的集电极和接地端之间。

在本实施例中，同步整流电路10的整流晶体管MOS的漏极作为电路的输入端，源极作为电路的输出端。

开始时，整流晶体管MOS处于截止状态，如果输入端输入较小的电流，电流会通过整流晶体管MOS的体二极管流向输出端。在体二极管上会存在压降v_d，由此，使得输出端电压v2小于输入端电压v1。

同时，由于第一晶体管B1为PNP型双极性晶体管，其工作在放大状态时发射极和基极之间的电压v_be1等于固定值(通常为0.6V)。由于输入端电压v1作用于第一晶体管B1的发射极。由此可知，第一晶体管B1的基极电压v_b1满足：

v_b1＝v1-0.6

第一晶体管B1的基极和第二晶体管的基极相互连接，而输出端电压v2作用于第二晶体管B2的发射极，因此，第二晶体管B2的发射极和基极之间的电压v_be2满足：

v_be2＝v2-(v1-0.6)＝v2-v1+0.6＝0.6-v_d

如前所述，输出端电压v2小于输入端电压v1，因此，第二晶体管的发射极和基极之间的电压v_be2小于0.6V。

此时，同时工作在放大状态的第一晶体管B1和第二晶体管B2会因为发射极和基极之间的电压大小不同而具有不同的集电极电流。对于双极性晶体管，集电极电流受发射极和基极之间的电压的影响。对于PNP型双极性晶体管，发射极和基极之间的电压越大，集电极电流越大，反之，则集电极电流越小。

在输入端输入的电流逐渐增大的过程中，整流晶体管MOS的体二极管上的电流相应增大，使得体二极管的压降v_d增大。由此，第二晶体管B2的发射极和基极之间的电压v_be2下降，进而使得流过第二电阻R2的集电极电流下降。集电极电流的下降进一步导致集电极电压的下降，在第二晶体管B2的集电极电压下降到使得整流晶体管MOS的栅极和源极之间的电压小于整流晶体管MOS的导通阈值v_th时，整流晶体管MOS导通，输入端输入的电流可以经过导通状态的整流晶体管MOS流向输出端。

在整流晶体管MOS导通的前提下，如果输入端输入的电流减小，会使得整流晶体管MOS的漏极和源极之间的电压降降低，也即，输入电压v1和输出电压v2的差减小。由此，第二晶体管B2的发射极和基极之间的电压v_be2升高，使得第二晶体管B2的集电极电流升高，进而使得集电极电压升高，最终使得整流晶体管MOS关断。

同时，在输出端的电压v2大于输入端电压v1时，作用于整流晶体管MOS的栅极的电压v_g升高，使得整流晶体管MOS被关断，同时整流晶体管MOS的体二极管也会隔离使得电流不能从输出端流向输入端，由此，实现反向阻隔电流的功能。

由此，本实施例的同步整流电路可以根据输入端流入电流的大小，在电流较小时截止呈现出较大的截止电阻，在电流较大时导通呈现出较小的导通电阻，从而实现自适应地导通或截止。

本实施例的同步整流电路结构简单、器件数量少、制造成本低，可以适用于各种电子装置，替代现有的肖基特二极管作为整流器件使用或者用作调节电流的器件使用。

图2是应用本发明实施例的同步整流电路的充电电路的示意图。如图2所示，所述充电电路20包括隔离电路21、功率转换电路22、充电电流检测电路23和功率转换控制电路24。

其中，隔离电路21连接在电源输入端INPUT和功率转换电路22之间，用于防止电流流向电源输入端。

在图2所示的充电电路中，隔离电路21采用本发明实施例的同步整流电路，整流晶体管MOS的漏极作为输入端与电源输入端INPUT连接，源极作为输出端与功率转换电路22连接。

功率转换电路22用于进行功率转换，输出充电电流i_c。在图2中，功率转换电路22为开关型变换器，更具体地，为采样降压拓扑的开关型变换器，其包括第一开关S1、第二开关S2和电感L，第一开关S1连接在开关型变换器的输入端IN和中间端LX之间，第二开关S2连接在开关型变换器的中间端LX和接地端之间，电感L连接在中间端LX和开关型变换器的输出端之间。

应理解，功率转换电路22并不限于上述结构的开关型变换器，同时，也并不限于开关型变换器，各种可以应用于充电电路的功率转换电路均可以适用。

充电电流检测电路23用于检测充电电流i_c输出充电电流检测信号v_s。在图2中，充电电流检测电路23为一端与输出端连接，另一端与电池连接的检测电阻R_s，其两端电压作为电流检测信号v_s输出到功率转换控制电路24。

功率转换控制电路24用于根据充电电流检测信号v_s控制功率转换电路23。功率转换控制电路24可以采用任何适于控制功率转换电路22进行充电操作的控制电路结构，根据充电电流检测信号v_s调整充电电流，使得充电电流满足设计需求。

在现有技术中，通常采用肖特基二极管作为隔离电路，这时，隔离电路的电压降会达到约0.4V，同时，功率转换电路也会使得电压下降，由此，导致充电电路的输出电压不足，无法输出电池充满所需的电压值，导致使用这样的充电电路充电时电池无法充满。

而在图2所示的充电电路中，利用本实施例的同步整流电路来进行电流源与充电电流的隔离。在电源输入端输入的电流较小时，同步整流电路的整流晶体管MOS截止，电流通过整流晶体管MOS的体二极管流向功率转换电路，在输入的电流增大后，同步整流电路的整流晶体管MOS导通，由于整流晶体管MOS的导通电阻很小，其上的电压降相对于使用肖特基二极管作为隔离电路的电压降小很多。因此，可以使得充电电路的输出电压提高，更易于满足电池充满的电压要求。

图3是应用本发明实施例的同步整流电路的另一个充电电路的示意图。如图3所示，所述充电电路30包括隔离电路31、功率转换电路32、充电电流检测电路33和功率转换控制电路34。

隔离电路31连接在电源输入端INPUT和功率转换电路32之间，用于防止电流流向电源输入端。

功率转换电路32以及功率转换控制电路34与图2所示的充电电路相同。

充电电流检测电路33用于检测充电电流i_c输出充电电流检测信号v_s。在图3中，充电电流检测电路33包括检测电阻R_s和本实施例所述的同步整流电路，同步整流电路与检测电阻R_s并联。该并联电路的两端电压作为电流检测信号v_s输出到功率转换控制电路34。

在现有技术中，通常仅仅使用检测电阻来进行充电电流检测。而功率转换控制电路通常会在充电电流下降到截止电流时停止充电，而截止电流为正常充电时的恒流电流的1/10。由于电池容量的增大，正常充电时所需的恒流电流也在增大，截止电流随之变高，较大截止电流会导致检测电阻上的电压降较大，由此使得输出到电池的电压无法满足充满电池的电压要求，容易导致电池不能充满。

在图3的充电电路中，充电电流检测电路33包括并联的检测电阻R_s和本实施例所述的同步整流电路。

在正常充电时，功率转换控制电路34控制功率转换电路输出恒定的充电电流，该充电电流较大，使得检测电阻R_s两端的电压降较大，由此，同步整流电路33a的整流晶体管MOS的漏极和源极之间的电压差v1-v2较大，使得整流晶体管MOS导通，由于整流晶体管MOS导通后的导通电阻很小，其与检测电阻R_s的并联电路的电阻小于该导通电阻，因此，在整流晶体管MOS导通后，充电电流检测电路33上的电压降较小。在电池接近充满时，充电电流i_c会下降，在充电电流i_c下降到截止电流附近时，充电电流检测电路33两端的电压下降，从而，同步整流电路33a的整流晶体管MOS的漏极和源极之间的电压差v1-v2下降，使得整流晶体管MOS截止。整流晶体管MOS截止后截止电阻很大，由此，使得其与检测电阻R_s的并联电路的电阻转换为较大的电阻值。由于充电电流检测电路33的阻值增加，使得截止电流可以被降低，使得充电电路既可以保证充电速度，又可以保证电池充满的要求可以被满足。

图3所示的隔离电路31可以采用肖特基二极管也可以采用本实施例的同步整流电路。

图4是应用本发明实施例的同步整流电路的另一个充电电路的示意图。如图4所示，充电电路40包括隔离电路41、功率转换电路42、充电电流检测电路43和功率转换控制电路44。

图4所示的隔离电路41可以采用肖特基二极管也可以采用本实施例的同步整流电路。

其中，功率转换电路42和功率转换控制电路44与图2相同。

与图3所示的充电路不同，在图4中，充电电流检测电路43不包括检测电阻，其直接采用本实施例的同步整流电路。

在图4的充电电路中，在正常充电时，功率转换控制电路44控制功率转换电路，输出恒定的充电电流，该充电电流较大，使得整流晶体管MOS导通，由于整流晶体管MOS导通后的导通电阻很小，因此，在整流晶体管MOS导通后，充电电流检测电路43上的两端电压较小。在电池接近充满时，充电电流i_c会下降，在充电电流i_c下降到截止电流附近时，充电电流检测电路43两端的电压下降，从而，同步整流电路的整流晶体管MOS的漏极和源极之间的电压差v1-v2下降，使得整流晶体管MOS截止。整流晶体管MOS截止后截止电阻很大。由于充电电流检测电路43的阻值增加，使得截止电流可以被降低，使得充电电路既可以保证充电速度，又可以保证电池充满的要求可以被满足。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种同步整流电路，包括：

整流晶体管，包括栅极、源极和漏极；

所述同步整流控制信号随所述电压差的增大而减小。

2.根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征在于，所述同步整流控制电路包括：

第一晶体管，包括发射极、集电极和基极；

第二晶体管，包括发射极、集电极和基极；

第一电阻和第二电阻；

3.根据权利要求2所述的同步整流电路，其特征在于，所述整流晶体管为P沟道增强型金属氧化物场效应晶体管。

4.根据权利要求2所述的同步整流电路，其特征在于，所述第一晶体管和第二晶体管为PNP型双极性晶体管。

5.一种充电电路，包括：

功率转换电路，用于进行功率转换，输出充电电流；

所述隔离电路为如权利要求1-4中任一项所述的同步整流电路。

6.一种充电电路，包括：

功率转换电路，用于进行功率转换，输出充电电流；

所述充电电流检测电路包括如权利要求1-4中任一项所述的同步整流电路。

7.根据权利要求6所述的充电电路，其特征在于，所述充电电流检测电路包括检测电阻和所述同步整流电路；

所述检测电阻和所述同步整流电路并联连接。

8.根据权利要求6所述的充电电路，其特征在于，所述充电电流检测电路为所述同步整流电路。

9.根据权利要求6所述的充电电路，其特征在于，所述隔离电路为如权利要求1-4中任一项所述的同步整流电路。