CN104079162A - 功率变换器及该功率变换器共模emi噪声源抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种功率变换器及该功率变换器共模EMI噪声源抑制方法，该功率变换器将现有技术中的Boost-PFC变换器的主电路中的电感拆分为两个电感，从源头抑制主要共模EMI噪声源。同时，通过调整第一电感与第二电感的匝比，并测量每个匝比情况下电路的共模噪声，选取共模噪声最低值对应的匝比，来获取的最低共模EMI噪声源的功率变换器。

Description

功率变换器及该功率变换器共模EMI噪声源抑制方法

技术领域

本发明属于变换器领域，具体地说是一种功率变换器及该功率变换器共模EMI噪声源抑制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，功率变换器的传导电磁干扰问题的严重性愈发凸显。为了限制功率变换器与其他设备之间的相互干扰，功率变换器在投放市场之前，必须通过相关的电磁兼容(EMC)标准测试。因此在现有技术中，功率变换器中往往使用一个EMI滤波器来降低其EMI噪声。这类EMI滤波器在功率变换器中往往占据很大空间，而共模扼流圈又在滤波器中占据大量空间。为了使功率变换器获得更高的功率密度，如何减小EMI滤波器体积，尤其是其中共模扼流圈的体积，是一个值得思考的问题。

目前常见的Boost-PFC变换器包括变换器主电路和控制电路，如图1所示，Boost-PFC变换器主电路包括输入端滤波电解电容C_I，Boost变换器电感L，MOSFET开关管Q，二极管D，输出滤波电解电容C_L，负载R_L；MOSFET漏极与地之间存在寄生电容C_a，二极管阴极、负载与地之间存在寄生电容C_b，输出母线对地存在寄生电容C_c。R_cm为线性阻抗稳定网络(Line ImpedanceStabilization Networks，简称LISN)中两个测试阻抗，均为50Ω。在该电路中，电感L一端与输入端滤波电解电容C_I正极性端相连，另一端与MOSFET开关管漏极、二极管D阳极相连；二极管D阴极与输出滤波电解电容C_L正极性端、负载R_L正端相连；输入滤波电解电容C_I负极性端、MOSFET开关管源极、输出滤波电解电容C_L负极性端、负载负端四者与直流电流返回路径相连，MOSFET开关管栅极与控制电路相连。

传统主电路结构的Boost-PFC变换器中，往往存在较大的共模噪声干扰。变换器中，开关管Q与散热器之间存在较大的寄生电容，而散热器与地相接。变换器工作时，开关管Q两端承受电压高，开关动作快，因而dv/dt较高。开关管两端较高的dv/dt对Q与散热器之间的寄生电容充放电，产生电流，该电流流过寄生电容、地、LISN构成的回路，LISN上此时所测共模噪声即为由Q所在支路产生的共模噪声。由此分析可知，开关管Q所在支路为主要的共模噪声源。对主要共模噪声源进行抑制，变换器总的共模噪声便能得到大幅降低，从而有效减小共模扼流圈体积。

根据电路理论中的替代定理，图1中Q、C_I和C_L所在支路可以用波形和这几条支路端电压波形相同的电压源V_K、V_CI、V_O替代。同理，二极管D所在支路可以用电流波形和该支路中流过电流波形相同的电流源I_D替代。替代之后的电路图如图2所示。

根据电路理论中的叠加定理，各支路对共模噪声作用效果的叠加形成总的共模噪声。开关管Q所在支路是主要的共模噪声源。在此对主要共模噪声源进行抑制，不考虑其余支路的影响。因此对电路进行简化，将图2中除V_k外的其余电压源短路，电流源开路，得到图3—噪声源V_k耦合简化等效电路。R_LISN为两个R_cm并联等效电阻，其值大小为25Ω。I_CM为共模噪声电流，I_CM在R_LISN产生的压降就是测试得到的共模噪声。对共模噪声抑制，就是最大程度减小I_CM，从而使R_LISN上所测共模噪声尽量小。

发明内容

本发明解决的技术问题在于将现有技术中的Boost-PFC变换器的主电路中的电感拆分为两个电感，从源头抑制主要共模EMI噪声源。

为解决上述技术问题，本发明一种功率变换器，包括变换器主电路和控制电路，所述变换器主电路包括第一电感、第二电感、输入端滤波电解电容、MOSFET开关管、二极管、输出滤波电解电容和负载，其中，第一电感与第二电感绕在同一磁芯上且紧密耦合，第一电感与第二电感均包括第一端和第二端，第一电感的第一端与第二电感的第一端互为同名端，

输入端滤波电解电容正极性端与第一电感的第一端相连；输入滤波电解电容负极性端与第二电感的第二端相连，第一电感的第二端分别与MOSFET开关管漏极、二极管阳极相连；二极管阴极分别与输出滤波电解电容正极性端、负载正端相连；第二电感的第一端分别与MOSFET开关管源极、输出滤波电解电容负极性端、负载负端相连；MOSFET开关管栅极与控制电路相连。

进一步的优选方案，本发明的功率变换器中，所述第一电感与第二电感的耦合系数为1。

进一步的优选方案，本发明的功率变换器中，所述第一电感与第二电感的匝比可调。

进一步的优选方案，本发明的功率变换器中，所述第一电感与第二电感的匝比固定，所述二极管阴极与地之间还包括一电容。

同时，本发明还提出了一种功率变换器共模EMI噪声源抑制方法，调整第一电感与第二电感的匝比，并测量每个匝比情况下电路的共模噪声，选取共模噪声最低值对应的匝比，具体的调整方法为：预设第一电感为n-1匝，第二电感为1匝，测试其共模噪声；第一次调整时，令第二电感为2匝，第一电感为n-2匝，测试此时电路共模噪声；继续调整，按照在上一次调整基础上，第二电感增加一匝，第一电感减少一匝的原则进行调整，直到第一电感为1匝，第二电感为n-1匝为止。

本发明与现有技术相比具有以下显著的优点：该方法不需在原有电路结构上做大的变动，易于实现，抑制共模噪声效果明显，能降低对EMI滤波器中共模扼流圈的要求，从而显著减小共模扼流圈的体积。

附图说明

图1是现有Boost-PFC变换器主电路及其共模寄生参数。

图2是用电压源、电流源替代后的Boost-PFC变换器等效电路。

图3是噪声源V_k耦合简化等效电路。

图4是改进后的Boost-PFC变换器主电路及其共模寄生参数。

图5是拆分电感并解耦之后的噪声源V_k耦合简化等效电路。

图6是图5简化电路。

图7是考虑不平衡状态的噪声源V_k耦合简化等效电路。

图8是图7戴维南等效电路。

具体实施方式

如图4所示，本发明将现有Boost-PFC变换器的主电路中的电感拆分为两个电感，具体电路结构如下：

一种功率变换器，包括变换器主电路和控制电路，所述变换器主电路包括第一电感L_B1、第二电感L_B2、输入端滤波电解电容C_I、MOSFET开关管Q、二极管D、输出滤波电解电容C_L和负载R_L，其中，第一电感与第二电感绕在同一磁芯上且紧密耦合，耦合系数为1，第一电感与第二电感均包括第一端和第二端，第一电感的第一端与第二电感的第一端互为同名端，

输入端滤波电解电容正极性端与第一电感的第一端相连；输入滤波电解电容负极性端与第二电感的第二端相连，第一电感的第二端分别与MOSFET开关管漏极、二极管阳极相连；二极管阴极分别与输出滤波电解电容正极性端、负载正端相连；第二电感的第一端分别与MOSFET开关管源极、输出滤波电解电容负极性端、负载负端相连；MOSFET开关管栅极与控制电路相连；其中，第一电感与第二电感的匝比可调。

对图4所示电路进行等效分析，将第一电感L_B1和第二电感L_B2解耦之后，在其原支路上分别得到两个值为L₁、L₂的等效电感，等效电感的值分别等于L_B1、L_B2的自感值加上它们之间的互感值。拆分电感之后，串入改变后的Boost-PFC变换器主电路的电感值应与串入现有Boost-PFC变换器主电路中的电感值保持一致，即应满足L₁+L₂＝L。拆分电感并解耦之后的噪声源V_k耦合简化等效电路如图5。

在图5中，将L₁阻抗值用Z₁表示，其所在支路称为Z₁支路；将L₂阻抗值用Z₂表示，其所在支路称为Z₂支路；将寄生电容C_a阻抗值用Z₃表示，其所在支路称为Z₃支路；将寄生电容C_b与寄生电容C_c两者并联的阻抗值用Z₄表示，两者并联支路称为Z₄支路。将各支路阻抗分别用Z₁、Z₂、Z₃、Z₄简化表示，得到图5简化电路—图6。图6所示为一个桥式电路，当满足条件Z₁/Z₂＝Z₃/Z₄时，图6中I_CM＝0，此时LISN上所测由开关管Q所在支路引起的共模噪声为0，主要共模噪声源得到抑制。

本发明也考虑了图6桥式电路不能达到百分之百平衡的情况，及其对共模噪声抑制效果的影响。图6电路平衡的条件是由Z₁/Z₂＝Z₃/Z₄给出，这四个阻抗中的任意一个的数值发生变动都会导致电路的不平衡。我们可以选择Z₁作为打破电路平衡的那个量，以此来分析桥式电路阻抗不平衡对共模噪声的影响。我们设Z1上的扰动量为ΔZ₁，得到图7。根据电路理论中戴维南等效定理，可以将图7等效为图8，其中

Z_s＝Z₁//Z₂+Z₃//Z₄

$V_N=\frac{{\mathrm{\ΔZ}}_1}{Z_1}\frac{m}{{(1+m)}^2}{V}_C,m=\frac{Z_1}{Z_2}$

上式中Z_S为电路等效电阻，V_N为由电路不平衡引起的等效共模噪声。根据V_N表达式可知，当m一定时，V_N与成正比，即等效共模噪声源幅值与不平衡程度成正比，从而LISN所测共模噪声与不平衡程度同样成正比；当一定时，m越大，不平衡所造成的影响越小。所以当m较大的时候，桥式电路的不平衡对主要共模噪声源的抑制效果造成的影响不是特别大。以上分析表明，在该技术实际实现过程中，只要调整Z₁/Z₂或Z₃/Z₄，使(Z₁/Z₂-Z₃/Z₄)尽量趋近于0，便能从源头有效抑制主要共模噪声。

同时，本发明了一种功率变换器共模EMI噪声源抑制方法，调整第一电感与第二电感的匝比。设改进之前的功率变换器中，电感L匝数为n，这里的n是由电感值以及电感所采用的磁芯所决定的；改进之后的功率变换器中，第一电感和第二电感紧密耦合，其匝数之和与原始电感L匝数相同，均为n。具体的调整方法为：预设第一电感为n-1匝，第二电感为1匝，测试其共模噪声；第一次调整时，令第二电感为2匝，第一电感为n-2匝，测试此时电路共模噪声；继续调整，按照在上一次调整基础上，第二电感增加一匝，第一电感减少一匝的原则进行调整，直到第二电感为n-1匝，第一电感为1匝为止；测量每个匝比情况下电路的共模噪声，选取共模噪声最低值对应的匝比，根据此匝比情况下对应的L_B1、L_B2匝数来设计Boost-PFC变换器，由于Z₃/Z₄值固定，试验发现当选取共模噪声最低值对应L_B1、L_B2匝数下主电路中Z₁/Z₂最趋近于Z₃/Z₄。

本发明是将原电路中电感拆分为两部分，通过改变Z₁和Z₂的比值使得噪声源V_C分析简化等效电路中四条支路上的阻抗尽量满足Z₁/Z₂＝Z₃/Z₄，进而使得I_CM接近0，从而从源头有效抑制由开关管Q所在支路引起的主要共模噪声，大幅降低变换器总的共模噪声值。该方法不需在原有电路结构上做大的变动，易于实现，抑制共模噪声效果明显，能降低对EMI滤波器中共模扼流圈的要求，从而显著减小共模扼流圈的体积。

Claims (5)

1.一种功率变换器,包括变换器主电路和控制电路，其特征在于，所述变换器主电路包括第一电感、第二电感、输入端滤波电解电容、MOSFET开关管、二极管、输出滤波电解电容和负载，其中，第一电感与第二电感绕在同一磁芯上且耦合，第一电感与第二电感均包括第一端和第二端，第一电感的第一端与第二电感的第一端互为同名端，

     输入端滤波电解电容正极性端与第一电感的第一端相连；输入滤波电解电容负极性端与第二电感的第二端相连，第一电感的第二端分别与MOSFET开关管漏极、二极管阳极相连；二极管阴极分别与输出滤波电解电容正极性端、负载正端相连；第二电感的第一端分别与MOSFET开关管源极、输出滤波电解电容负极性端、负载负端相连；MOSFET开关管栅极与控制电路相连。

2.根据权利要求1所述功率变换器，其特征在于：所述第一电感与第二电感的耦合系数为1。

3.根据权利要求1所述功率变换器，其特征在于：所述第一电感与第二电感的匝比可调。

4.根据权利要求1所述功率变换器，其特征在于：所述第一电感与第二电感的匝比固定，所述二极管阴极与地之间还包括一电容。

5.一种权利要求3所述功率变换器共模EMI噪声源抑制方法，其特征在于，调整第一电感与第二电感的匝比，并测量每个匝比情况下电路的共模噪声，选取共模噪声最低值对应的匝比，具体的调整方法为：预设第一电感为n-1匝，第二电感为1匝，测试其共模噪声；第一次调整时，令第二电感为2匝，第一电感为n-2匝，测试此时电路共模噪声；继续调整，每次调整按照在上一次调整基础上，第二电感增加一匝，第一电感减少一匝的原则进行调整，直到第一电感为1匝，第二电感为n-1匝为止。