CN104065267B - 电源装置和半导体集成电路装置 - Google Patents

电源装置和半导体集成电路装置 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种电源装置和半导体集成电路装置。所述电源装置包括：包括输出级放大器的线性调节器；电流感测电路；以及开关调节器。电流感测电路检测线性调节器的输出电流，并且被设置成以与输出级放大器相对应的配置与输出级放大器并联。开关调节器根据电流感测电路的输出信号工作。线性调节器和开关调节器彼此协作地工作以在输出节点处生成输出电压。

Description

电源装置和半导体集成电路装置
技术领域
本文所讨论的实施方式涉及一种电源装置以及一种半导体集成电路装置。
背景技术
近年来，具有通信功能的电池驱动的移动终端（诸如智能手机、平板电脑（计算机）等）需要通过减少消耗浪费的功率来进行通信。因此，在一些情况下，采用诸如包络跟踪（ET）、极化调制、及包络消除和恢复（EER）的漏极调制系统作为功率放大器（PA），该功率放大器是移动终端中具有最大功率消耗的块之一。
对于采用漏极调制系统的EER系统和ET系统的这样的电源装置，例如，使用线性调节器和开关调节器彼此协作地工作的混合型电源装置。
换言之，这样的电源装置被用作高频信号的功率放大器（例如发射器）的电源。响应于由输入信号的峰值形成的包络分量的变化来增大或减小放大器的电压，从而减少浪费的功率并提高效率。
如上所述，线性调节器和开关调节器彼此协作地工作的混合型电源装置已经付诸实践，并且对于监测线性调节器的输出电流的电路，这样的电源装置通常采用电流检测电阻。
换言之，由于混合型电源装置通常通过使用电流检测电阻来检测线性调节器的输出电流，所以由电流检测电阻造成的功率消耗使得电源装置或功率放大器的功率效率降低。
关于此方面，提出了线性调节器和开关调节器彼此协作地工作的各种类型的混合型电源装置。
专利文献1：国际专利申请的日本国家公开第2010-508577号公报；
专利文献2：日本特开第2012-134705号公报；
非专利文献1：Feipeng Wang等人在2005年4月份的IEEE微波理论与技术学会的第1244-1255页发表的“Design of wide-bandwidth envelope-tracking power amplifiersfor OFDM applications”；
非专利文献2：Feipeng Wang等人在2006年12月份的IEEE微波理论与技术学会的第4086-4099页发表的“An Improved Power-Added Efficiency19-dBm Hybrid EnvelopeElimination and Restoration Power Amplifier for802.11g WLAN Applications”；
因此，实施方式的一个方面的目的是通过减少浪费的功率来提高功率效率。
发明内容
根据实施方式的方面，提供了一种电源装置，所述电源装置包括：包括输出级放大器的线性调节器；电流感测电路；以及开关调节器。
电流感测电路检测所述线性调节器的输出电流，并且所述电流感测电路被设置成以与所述输出级放大器相对应的配置与所述输出级放大器并联。所述开关调节器根据所述电流感测电路的输出信号工作。所述线性调节器和所述开关调节器彼此协作地工作以在输出节点处生成输出电压。
附图说明
图1是示出EER系统的一个示例的框图；
图2是用于描述图1中所示的EER系统的操作的视图；
图3是示出ET系统的一个示例的框图；
图4是示出混合型电源装置的一个示例的电路图；
图5是示出第一实施方式的电源装置的框图；
图6是示出图5中所示的电源装置的一个示例的电路图；
图7A和图7B是用于描述图6中所示的电源装置的操作的图；
图8是示出图5中所示的电源装置的另一示例的电路图；
图9是示出第二实施方式的电源装置的框图；
图10A、图10B、图10C和图10D是示出图9中所示的电源装置中的延迟电路的示例的电路图。
图11是示出第三实施方式的电源装置的一个示例的电路图；
图12是示出图11中所示的电源装置中的滞后缓冲器的一个示例的电路图；
图13A、图13B、图13C和图13D是以比较的方式示出功率放大器的功耗根据固定电源电压和根据图3中所示的ET系统中的波形跟踪电源电压的图。
图14A、图14B、和图14C是用于描述电源装置的一个示例的图；
图15A、图15B、图15C和图15D是以比较的方式示出在使用图14A中所示的电源装置的低输出情况下功率放大器的功耗根据固定电源电压和根据波形跟踪电源电压的图。
图16是示出混合型电源装置的另一示例的电路图；
图17是将第一实施方式应用于图16中所示的混合型电源装置的电路图；
图18是示出第四实施方式的电源装置的一个示例的电路图；
图19是示出第五实施方式的电源装置的一个示例的电路图；以及
图20是用于描述在第四实施方式和第五实施方式的电源装置中从波形跟踪电源电压模式到固定电源电压模式的转换的图。
具体实施方式
在详细描述电源装置和半导体集成电路装置的实施方式之前，将参照图1至图4来描述电源装置和半导体集成电路装置的示例及其问题。
图1是示出EER系统的一个示例的框图，图2是用于描述图1中所示的EER系统的工作的视图。
如图1所示，EER系统能够被形成为例如单个半导体集成电路装置（LSI），并且EER系统包括幅度检测器101、幅度放大器102、限制器103、延迟线路104和开关模式功率放大器105。
从图1和图2的比较中可以明显看出，幅度检测器101、幅度放大器102、限制器103（延迟线路104）分别对应于包络发生器、电源装置和相位发生器。
高频输入信号RFin在限制器103中被抛弃，然后在延迟线路104中被延迟。从而，将高频输入信号RFin转换成表示相位分量的高频相位信号Srfp，然后输入该高频相位信号Srfp作为开关模式功率放大器105的输入信号。
此外，对于信号RFin，通过幅度检测器（包络发生器）101来检测其包络，之后在幅度放大器（电源装置）102中放大所产生的包络信号Se，以生成表示包络分量的幅度信号Samp（输出电压Vo）。将该幅度信号Samp（输出电压Vo）施加于开关模式功率放大器105的电源输入端。
在本文中，作为高频输入信号RFin的频率，可以使用例如几百MHZ到几GHZ的频率，但不限于此。此外，开关模式功率放大器105例如为D类或E类等放大器。
以此方式，高频输入信号RFin的相位信息（Srfp）被输入至开关模式功率放大器105的输入端，并且同时，信号RFin的幅度信息（Samp，Vo）被输入至开关模式功率放大器105的电源。从而，从放大器105的输出端输出经功率放大的高频输出信号RFout。
图3是示出ET系统的一个示例的框图。如图3所示，ET系统能够被形成为例如单个半导体集成电路装置，并且ET系统包括幅度检测器201、幅度放大器202、延迟线路204和线性模式功率放大器205。
从图3和图1的比较中可以看出，ET系统未使用EER系统中的限制器103，并且高频输入信号RFin在延迟线路204中被延迟，然后被输入作为线性模式功率放大器205的输入信号。
此外，对于信号RFin，通过幅度检测器201来检测其包络，之后在幅度放大器（电源装置）202中放大所生成的包络信号Se，并且将其作为表示包络分量的幅度信号Samp（输出电压Vo）施加于线性模式功率放大器205的电源输入端。在本文中，线性模式功率放大器205为例如A类、AB类或B类等放大器。
以此方式，信号RFin经由延迟线路204被输入至线性模式功率放大器205的输入端，而且允许电源电压（Vo）响应于输出的包络可变。从而，从放大器205的输出端输出经功率放大的高频信号RFout。
在用于无线通信的发射器中，例如功率放大器用于在空气中发送无线电波。由于功率放大器输出大的功率信号，所以功率放大器是发射器中具有大功耗的块。
因此，为了降低发射器的功耗，例如，优选地通过增加功率放大器的功率效率来降低功率消耗。换言之，在具有通信功能的电池驱动的移动终端（诸如智能手机和平板电脑等）中，优选地降低功率放大器的功耗。
功率放大器大致上分类为参照图1和图2所描述的开关模式功率放大器105和参照图3所描述的线性模式功率放大器205。
开关模式功率放大器105由于晶体管的开关操作而仅能够放大相位信息，因此提供另一电路来放大幅度信息。例如，在EER系统中，输入信号RFin被划分为相位信息（Srfp）和幅度信息（Samp），然后通过相位信息来驱动开关模式功率放大器105。然后，通过对电源进行调制来放大幅度信息。
此外，由于线性模式功率放大器205输出经过线性放大的输入信号RFin，并且能够同时放大相位信息和幅度信息，因而可采用简单的电路配置。
与线性模式功率放大器205相比，开关模式功率放大器105理想地呈现出高的功率效率。这意味着：在理想情况下，当对开关模式功率放大器105中的晶体管（322）的漏极施加电压时，无漏极电流流过；而相反地，当漏极电流流过时，没有施加漏极电压。这来自如下关系：功耗=漏极电压×漏极电流=0。
如上所述，在EER系统中，通过调制电源来表达幅度信息（Samp），但由于电源装置（102）具有有限的频率特性，因而失真的幅度信息被发送至放大器105，从而导致放大器中的失真。
为了减少放大器中的失真，需要较高速的电源装置。经常使用混合型电源装置作为电源装置，混合型电源装置能够以高速操作并且在所述混合型电源装置中线性调节器和开关调节器彼此协作地工作。
图4是示出混合型电源装置（高速电源装置）的一个示例的电路图，其可应用于前述EER系统和ET系统。
在图4中，附图标记300、301和302分别表示包络发生器、线性调节器和开关调节器，附图标记303和305分别表示电流检测电阻和高频功率放大器（射频（RF）功率放大器）。
在本文中，包络发生器300对应于例如图1中的幅度检测器101，并且包络发生器300将包络信号Se（Vs）输出至线性调节器301。线性调节器301的输出经由电流检测电阻303被施加至功率放大器305作为来自输出节点“OUT”的输出电压Vo。
开关调节器302包括滞后比较器321、晶体管（开关器件、开关）322、线圈（电感器）323和二极管324。滞后比较器321的输入端设置有电流检测电阻303，并且电流检测电阻303检测从线性调节器301流至输出节点“OUT”的电流Ilin的方向以控制开关322。
换言之，滞后比较器321的输出信号控制开关（P沟道型金属氧化物半导体（MOS）晶体管）322的通断（switching）。
晶体管322的源极连接至施加有电源电压Vdd的电源线，并且其栅极接收滞后比较器321的输出信号。从漏极提取通断电压Vsw。在本文中，附图标记Isw表示线圈323中流动的通断电流。
此外，晶体管322的漏极连接至二极管324的阴极和线圈的一端，二极管324的阳极连接至地（GND）。线圈323的另一端连接至功率放大器305的电源输入端并且施加有输出电压Vo。
换言之，电流检测电阻303检测线性调节器301的输出电流Ilin，然后，开关调节器302根据所检测的结果控制晶体管322的通断，以输出预定的电压。
因此，开关调节器302的输出经由线圈323在输出节点“OUT”处与线性调节器301的输出连接。在输出节点“OUT”处生成输出电压Vo，然后将其用作功率放大器305的电源电压。
如上所述，高速电源装置（换言之，线性调节器和开关调节器彼此协作地工作的混合型电源装置）包括用于检测线性调节器301的输出电流Ilin的电流检测电阻303。
由于电流检测电阻303通过线性调节器301的输出电流Ilin生成能够使得滞后比较器321工作的电压，因而产生由于电流检测电阻303造成的功耗。由于电流检测电阻303造成的该功耗使得电源装置或整个EER系统的功率效率降低。
另外，由于提供电流检测电阻303而在输出节点“OUT”中发生电压降落，因而，线性调节器301的输出电压降低。另外，电源装置的输出电压范围因而变得更窄。
现在将参照附图来详细描述本实施方式的电源装置和半导体集成电路装置。图5是示出第一实施方式的电源装置的框图。如图5所示，第一实施方式的电源装置包括线性调节器1、开关调节器2和电流感测电路3。
线性调节器1包括前级放大器11和输出级放大器12。电流感测电路3接收前级放大器11的输出信号，然后检测线性调节器1的输出电流。
换言之，电流感测电路3具有与输出级放大器12相对应的配置，并且由与用于控制输出级放大器12的信号相同的信号（前级放大器11的输出信号Gp和Gn）来控制。
电流感测电路3的输出信号（输出电压Vso）被输入至开关调节器2，然后线性调节器1的输出和开关调节器2的输出在输出节点“OUT”处连接在一起以生成输出电压Vo。
第一实施方式的电源装置不包括例如参照图4所描述的电流检测电阻303，因而没有消耗由于电流检测电阻303造成的功率。
图6是示出图5中所示的电源装置的一个示例的电路图。在图6中，附图标记Tr1p和Tr2p均表示p沟道型MOS晶体管（pMOS晶体管），附图标记Tr1n和Tr2n均表示n沟道型MOS晶体管（nMOS晶体管）。另外，附图标记Vdd表示施加有电源电势的电源线，附图标记GND表示施加有地电势的电源线（地线）。
如图6所示，输出级放大器12和电流感测电路3均具有推挽式（push-pull）配置。输出级放大器12包括pMOS（第一）晶体管Tr1p和nMOS（第二）晶体管Tr1n，其中，Tr1p连接至电源线Vdd并生成拉电流（source current），Tr1n连接至地线GND并生成灌电流（sinkcurrent）。
以相同的方式，电流感测电路3包括pMOS（第三）晶体管Tr2p和nMOS（第四）晶体管Tr2n，其中，Tr2p连接至电源线Vdd并且生成拉电流，Tr2n连接至地线GND并生成灌电流。
前级放大器11的输出信号（第一控制信号）Gp被输入至晶体管Tr1p和Tr2p的栅极，并且前级放大器11的输出信号（第二控制信号）Gn被输入至晶体管Tr1n和Tr2n的栅极。
此处，当晶体管的跨导被指定为Gm时，使与输出级放大器12中的Tr1p和Tr1n有关的（第一）电流生成能力比（Gm[Tr1p]：Gm[Tr1n]）与电流感测电路3中的（第二）电流生成能力比（Gm[Tr2p]：Gm[Tr2n]）基本上相同。
因此，电流感测电路3具有作为输出级放大器12的复制品的功能。表达式Gm[Tr1p]表示晶体管Tr1p的跨导（电流驱动能力），其它表达式表示相应的跨导。
此外，输出级放大器12的晶体管Tr1p和Tr1n的大小被设置成大于电流感测电路3的晶体管Tr2p和Tr2n的大小。换言之，由于电流感测电路3仅检测线性调节器1的输出信号的电流（Ilin），通过使得电流感测电路3中的晶体管具有比输出级晶体管12中的晶体管小的尺寸能够进一步降低由于电流感测电路3造成的功耗。
开关调节器2包括：串联连接在电源线Vdd与地线GND之间的pMOS（第六）晶体管26和nMOS（第七）晶体管27，以及用于控制这些晶体管26和27的驱动器25。注意，可以在驱动器25的前级中布置滞后缓冲器21。
换言之，电流感测电路3的输出信号（输出电压Vso）经由滞后缓冲器21输入至驱动器25。滞后缓冲器21防止例如因高频分量的噪声引起的开关调节器2的故障。
接下来，将描述电流感测电路3和开关调节器2的操作。在图6中，在从输出级放大器12释放电流的情况下，来自前级放大器（11）的控制信号Gp被控制在使得晶体管Tr1p的电流进一步增加的电平处，并且来自前级放大器（11）的控制信号Gn被控制在使得晶体管Tr1n的电流进一步减小的电平处。
此时，在电流感测电路3中，晶体管Tr2p具有大电流并且变得接近ON（导通）状态，而晶体管Tr2n具有小电流并且变得接近OFF（断开）状态。作为结果，电流感测电路3的输出信号（Vso）达到高电平“H”。
开关调节器2接收来自电流感测电路3的高电平“H”的输出信号，并且按照从开关调节器2释放电流的方向工作，换言之，使得晶体管26接通并关断晶体管27。因此，电流经由晶体管26和线圈23从电源线Vdd流动至输出节点“OUT”。
相反地，在电流被吸入输出级放大器12的情况下，控制信号Gp被控制在使得晶体管Tr1p的电流进一步减小的电平处，并且控制信号Gn被控制在使得晶体管Tr1n的电流进一步增加的电平处。
此时，在电流感测电路3中，晶体管Tr2p具有小电流并且变得接近于OFF（截止）状态，而晶体管Tr2n具有大的电流并且变得接近于ON（导通）状态。因此，电流感测电路3的输出信号达到低电平“L”。
开关调节器2接收来自电流感测电路3的低电平“L”的输出信号，并且按照将电流吸入开关调节器2的方向工作，换言之，使得晶体管26关断并接通晶体管27。因此，电流经由线圈23和晶体管27从输出节点“OUT”流动至地线GND。
此处，在图4中所示的电源装置中，在电流检测电阻303中流过电流（线性调节器301的输出电流Ilin）而消耗功率，从而导致功率效率的降低。
另外，如上所述，由于提供电流检测电阻303而产生电压降，因而在输出节点“OUT”处，线性调节器301的输出电压减小，电源装置的输出电压范围也变得更窄，从而导致效率的降低。
相反，根据第一实施方式的电源装置，来自线性调节器1和开关调节器2输出的电流相加以成为输出电压Vo。换言之，来自线性调节器1和开关调节器2的输出直接彼此连接，这使得在线性调节器1和开关调节器2之间没有电阻（图4中电流检测电阻303）。因此，可以防止功率效率降低和输出电压范围降低。
图7A和图7B是用于描述图6所示的电源装置的工作的图。图7A示出电源装置的输出电压Vo的仿真波形，图7B示出线性调节器1的输出电流Ilin和电流感测电路3的输出电压Vso的仿真波形。在本文中，在图7B中，通过参照左侧刻度和右侧刻度来分别表示线性调节器1的输出电流Ilin和电流感测电路3的输出电压Vso。
如图7A所示，应理解，电源装置的输出电压Vo具有快速响应输入包络信号（Se）的输出波形。
另外，如图7B所示，应理解，电流感测电阻3的输出电压Vso的电平（“H”和“L”）根据线性调节器1的输出电流Ilin的极性的变化而变化，从而执行校正操作。
图8是示出图5所示的电源装置的另一示例的电路图，并且图8对应于采用前述图4所示的开关调节器202作为开关调节器2的情况。
如图8所示，电流感测电路3的输出值（输出电压Vso）被输入至滞后缓冲器21，并且通过滞后缓冲器21的输出来对pMOS（第五）晶体管（开关）22进行通断控制。
注意，例如在不存在因诸如高频分量的噪声导致的开关调节器2的故障的可能性的情况下，可以移除滞后缓冲器21并且将电流感测电路3的输出信号直接输入至晶体管22的栅极。
从图8和前述图4的比较中可以明显看出，图8中的晶体管22、线圈（电感器）23和二极管24分别对应于图4中的晶体管322、线圈323和二极管324。
换言之，开关调节器2的输出经由线圈23在输出节点“OUT”处连接至线性调节器1的输出。在输出节点“OUT”处，生成要施加的输出电压Vo例如作为功率放大器的电源电压。
不用说应当理解，图6和图8所示的开关调节器2仅为示例，可以采用具有各种其它配置的开关调节器。另外，线性调节器1不限于例如图5所示的包括前级放大器11和输出级放大器12的线性调节器，并且输出级放大器12的配置也不限于图6和图8中的配置。
以此方式，根据本实施方式的电源装置不使用用于电流传感器的电阻。因此，能够防止功率效率降低和输出电压范围减小。
图9是示出第二实施方式的电源装置的框图。图10A、图10B、图10C和图10D是示出图9所示的电源装置中的延迟电路的示例的电路图。在本文中，图10A至图10D均示出延迟电路4的示例。
从图9和前述图5的比较可以明显看出，第二实施方式的电源装置在电流感测电路3与开关调节器2之间包括延迟电路4。
换言之，当在电流感测电路3的输出级中布置延迟电路4时，能够阻止开关调节器2响应于不必要的高频分量（噪声分量）。当开关调节器2对噪声分量进行响应时，功率效率由于例如开关频率的不必要的增加而降低。
在图10A所示的延迟电路4中，在输入电流感测电路3的输出（Vso）的信号线SL与地线GND之间设置固定电容器41。在图10B所示的延迟电路4中，固定电阻42的一个端子连接至信号线SL，固定电阻42的另一个端子经由固定电容器41连接至地线GND并且还连接至后级开关调节器2的输入端。
以此方式，通过采用固定电容器作为延迟电路4，例如能够获得与电流感测电路3的电流驱动能力（跨导Gm）和电容值有关的延迟量。另外，通过采用固定电容器和电阻，还可以形成具有固定特性的低频率通过滤波器（低通滤波器）。
图10C所示的延迟电路4对应于以可变电容器43取代图10A所示的固定电容器41的延迟电路。图10D所示的延迟电路4对应于以可变电容器43取代图10B所示的固定电容器41并且以可变电阻44取代固定电阻42的延迟电路。
以此方式，通过采用可变电容器作为延迟电路4，能够提供最佳的延迟量。另外，通过采用可变电容器和电阻，还可以最恰当地调节低通滤波器的特性。
在本文中，不用说应当理解，图10A至图10D仅示出延迟电路4的示例，可以采用具有各种其它配置的延迟电路4。
图11是示出第三实施方式的电源装置的一个示例的电路图。图12是示出图11所示的电源装置中的滞后缓冲器的一个示例的电路图。
从图11和前述图6的比较可以明显看出，第三实施方式的电源装置在驱动器25的前级中（电流感测电路3与驱动器25之间）包括具有可变滞后特性的滞后缓冲器21'。
此处，例如，如图12所示，在滞后缓冲器21'中，输入电流感测电路3的输出（Vso）的信号线SL经由电阻211连接至滞后缓冲器21。
另外，在滞后缓冲器21的输出与输入之间连接可变电阻212，从而滞后特性变得能够通过控制可变电阻212的电阻值来调节。因此，变得能够进一步阻止开关调节器2响应于不必要的高频分量。
图13A、图13B、图13C和图13D是以比较的方式示出根据图3所示的ET系统中的波形跟踪电源电压和固定电源电压的功率放大器的功耗的图。图13A和图13C示出施加固定电源电压时的功率放大器的功耗，图13B和图13D示出施加波形跟踪电源电压时的功率放大器的功耗。
在本文中，在图13A至图13D中，附图标记R10表示用作发射RF信号的传输功率区域，附图标记R11至R14表示变成浪费的功率（浪费功率）的区域。
最初，如图13A所示，在通过施加固定电源电压来驱动功率放大器的情况下，电源电压被固定在电压Vfix处，电压Vfix使得即使在发射RF信号最大化（在最大电平处）时也能够供给充足的功率。
因此，图13A中的区域R11和R12变成浪费功率区域，并且如形成有条形图的图13C所示，功率效率由于该浪费的功率区域R11和R12而降低。
另一方面，在通过采用前述漏极调制系统ET来驱动功率放大器的情况下，功率放大器被施加有用于跟踪高频输入信号（RFin）的包络信号（Se）的波形跟踪电源电压。换言之，如图13B所示，当允许驱动功率放大器的电源电压具有小的裕量时，电压能够变成根据包络信号改变的波形跟踪电源电压。
因此，尽管图13B中的区域R13和R14变成浪费的功率区域，但这些区域仅为相对于包络信号的边缘区域。因此，如形成有条形图的图13D所示，通过减小浪费的功率来增加功率效率变得可能。注意，图13A至图13D仅示出了示例。
图14A、图14B和图14C是用于描述电源装置（高速电源装置）的一个示例的图。图14A是示出如下系统的框图，在该系统中，通过ET（包络跟踪）系统的电源装置驱动功率放大器5。
如图14A所示，例如，作为包络发生器（例如，图1中的幅度检测器101）的输出的包络信号Se经由高频率通过滤波器（高通滤波器：HPF）61输入至线性调节器1，并且经由低频率通过滤波器（低通滤波器）62输入至开关调节器2。
线性调节器1的输出和开关调节器2的输出一起连接在输出节点“OUT”处，并且在输出节点“OUT”处生成输出电压Vo。输出电压Vo用作功率放大器5的电源电压，然后功率放大器5通过放大高频输入信号RFin来输出高频输出信号RFout。
线性调节器1效率低，但宽频带线性放大器能够供给高频分量的功率。另一方面，开关调节器2效率高，并且开关DC/DC转换器能够供给低频分量的功率。
换言之，如图14B所示，在功率放大器5仅由开关调节器（DC/DC转换器）2驱动而线性调节器（线性放大器）1不工作的情况下，不能跟踪包络信号，因此，功率效率由于浪费的功率的区域R21而变成例如约30%。
另一方面，如图14C所示，在功率放大器5由线性调节器（线性放大器）1和开关调节器（DC/DC转换器）2两者驱动的情况下，能够跟踪包络信号。因此，与图14B相比，浪费的功率的区域R22和R23显著地减小，从而可以增加功率效率，例如可以将功率效率增加至高达约50%。
在图14C中，例如，区域R22与参照图13D所描述的、关于包络信号提供边缘的浪费的功率区域R13+R14相对应。另外，区域R23表示由于线性调节器1中的线性放大器的偏置电流等造成的浪费的电流区域（电流开销）。
图15A、图15B、图15C和图15D是以比较的方式示出使用图14A所示的电源装置在低输出时根据固定电源电压和波形跟踪电源电压的功率放大器的功率消耗的图。图15A和图15C示出施加固定电源电压时功率放大器的功耗。图15B和图15D示出施加波形跟踪电源电压时功率放大器的功耗。
此处，在图15A至图15D中，附图标记R30表示用作发射RF信号的传输功率的区域，并且附图标记R31至R35表示变为浪费的功率的区域。具体地，浪费的功率区域R35与由于图14C中的线性放大器的偏置电流等造成的浪费的电流区域R23相对应。
如图15A所示，在输出功率小的情况下，换言之，在通过施加具有低电压Vfix0的固定电源电压来驱动功率放大器的情况下，建立传输功率的区域R30与浪费的功率的区域R31+R32之间的关系，如图15C所示。具体地，以与前述图14B相同的方式，功率效率例如为约30%。
另一方面，如图15B所示，在输出功率小的情况下，如图15D所示，建立传输功率的区域R30与浪费的功率的区域R33+R34+R35之间的关系，并且功率效率变成小于30%（例如，约10%）。
其原因例如在于：无论输出功率的幅度如何，由于线性调节器1中的线性放大器的偏置电流等造成的浪费的电流区域R35是恒定的。因此，从图15C和图15D的比较可以明显看出，应理解，例如，在小输出功率的情况下，优选地使线性调节器1停止工作，并且使开关调节器2通过从其中输出固定电源电压来驱动功率放大器。
图16是示出混合型电源装置的另一示例的电路图并且与前述图4中示出的电源装置相对应，其中，线性调节器301由前级放大器311和输出级放大器312来表示并且修改开关调节器302。在图16中，图4的功率放大器305被表示为功率放大器的负载R。
换言之，在图16中，开关调节器302包括滞后比较器321、线圈323、驱动器325和晶体管（开关）326和327。
在滞后比较器321的输入端中，布置有电流检测电阻303。通过电流检测电阻303来检测线性调节器301的输出电流Ilin的方向，并且经由驱动器325来控制晶体管326和327。
此处，线性调节器301中的输出级放大器312的晶体管Tr1p和Tr1n对应于例如前述图6中的输出级放大器12的晶体管Tr1p和Tr1n。
此外，开关调节器302中的线圈323、驱动器325以及晶体管326和327分别对应于例如前述图6中的线圈23、驱动器25以及晶体管26和27。
由于在开关（晶体管）326和327与输出节点“OUT”之间仅存在基于线圈323的电感，因此图16所示的电源装置具有宽频带（由线圈323的通过率确定），这导致了在波形跟踪期间增加效率的可能性。
图16所示的电源装置以与前述图4的电源装置相同的方式通过电流检测电阻303来检测线性调节器301的输出电流Ilin。此处，现在讨论将参照图5至图12描述的本实施方式应用于图16的电源装置的情况。
在该情况下，当线性调节器301停止工作以减小由于线性调节器301造成的浪费的功率（R35）时，开关调节器2也停止工作。因此，图16所示的电源装置未生成输出电压Vo。
图17是将第一实施方式应用于图16所示的混合器电源装置的电路图。换言之，图17所示的电源装置与如下电源装置相对应：其中，例如将前述图6的配置应用于图16的电源装置；以及设置电流感测电路3且移除电流感测电阻303。
在图17中，图6中的滞后缓冲器21被表示成如下比较器：电流感测电路3的输出（Vso）被输入至该比较器的一个输入端而预定参考电压被输入至该比较器的另一个输入端。此外，在开关调节器2的前级（滞后缓冲器21）中，布置有延迟电路4（图10A中示出的电容器41）。
如上所述，在图17所示的电源装置中，例如，当线性调节器1停止工作时，电流感测电路3变得难以根据线性调节器1的输出电流来输出信号，因此，开关调节器2也停止工作。
因此，例如，当功率放大器的输出功率小时，线性调节器1停止工作，从而变得难以使用来自开关调节器2的固定电源电压来驱动功率放大器。
图18是示出第四实施方式的电源装置的一个示例的电路图，其中已解决了前述图17的电源装置的问题。
从图18和前述图17的比较可以明显看出，第四实施方式的电源装置增加了控制器6、开关SW11至SW14和平滑电容器7。在图18的电源装置中，包络发生器10对应于例如图1中的幅度检测器101。
在前级放大器（比较器）11的一个输入端中布置有开关SW11，并且根据来自控制器6的控制信号选择性地将来自包络发生器10的包络信号Se或固定电源电压模式电压Vref输入至开关。
此时，当输出固定电源电压时，将表示选择固定电源电压和波形跟踪电源电压中哪一个作为输出电压Vo的模式选择信号Sm与用于指定电源装置的输出电源Vo的电平的固定电源电压模式电压Vref一起输入至控制器6中。
换言之，模式选择信号Sm是指如下信号：该信号根据功率放大器的输出功率来确定以固定电源电压和波形跟踪电源电压中的哪一个来驱动功率放大器以增加功率效率，然后指示固定电源电压模式或波形跟踪电源电压模式。
在本文中，可以不从外部向控制器6输入模式选择信号Sm，并且替代地，例如，允许控制器6具有用作用于切换固定电源电压模式和波形跟踪电源电压模式的阈值的输出功率。然后，控制器6自身可以确定向开关SW11至SW14中的每个开关输出选择信号。
比较器11的另一个输入端连接至输出节点“OUT”并且输出电压Vo被输入至该另一个输入端。在本文中，比较器11输出例如参照图6所描述的控制信号Gp和Gn。
在输出级放大器12的pMOS晶体管Tr1p的栅极处，开关SW12被布置成根据来自控制器6的控制信号选择性地输入来自比较器11的信号Gp或者电源电势（Vdd）。
在输出级放大器12的nMOS晶体管Tr1n的栅极处，开关SW13被布置成根据来自控制器6的控制信号选择性地输入来自比较器11的信号Gn或地电势（GND）。此外，在输出节点“OUT”处，布置有经由开关SW14连接至地线GND的平滑电容器7。
最初，当输出固定电源电压时，线性调节器1中消耗最大量的功率的输出级放大器（输出缓冲器）12被阻断（固定在高阻抗），前级放大器11用作比较器以控制输出电压Vo。此时，为了降低输出纹波和阻抗，将平滑电容器7连接至输出节点“OUT”。
换言之，当输出固定电源电压时，开关SW11至SW14中的每个开关连接至φ2侧。因此，固定电源电压模式电压Vref被输入至比较器11的一个输入端，并且与另一输入端的输出电压Vo进行比较。然后，经由电流感测电路3来控制开关调节器2，使得输出电压Vo变为Vref。
此时，由于在输出缓冲器12的晶体管Tr1p的栅极施加电源电势（Vdd）并且在晶体管Tr1n的栅极施加地电势（GND），因而这两个晶体管均关断，因此输出缓冲器（输出级放大器）12不消耗功率。另外，平滑电容器7连接至在节点与地线GND之间的输出节点“OUT”。
另一方面，当输出波形跟踪电源电压时，线性调节器1的输出缓冲器12工作，并且输出缓冲器12和电流感测电路3被用作例如与如图6所示的电源装置中的配置相同的配置。
换言之，当输出波形跟踪电源电压时，开关SW11至SW14中的每个开关连接至φ1侧。因此，包络信号Se被输入至比较器（前级放大器）11的一个输入端，并且与另一个输入端的输出电压Vo进行比较。然后，控制线性调节器1，使得输出电压Vo根据包络信号Se而变化。
此时，来自前级放大器11的控制信号Gp被输入至输出缓冲器12的晶体管Tr1p的栅极，并且来自前级放大器11的控制信号Gn被输入至晶体管Tr1n的栅极。此处，输出节点“OUT”处的平滑电容器被阻断，因此，相对于包络信号Se的高速波形跟踪变得可能。
以此方式，由于第四实施方式的电源装置使得能够使用前级放大器11作为固定电源电压模式比较器，因而实现了占用面积的减小。此外，当以固定电源电压进行设置时，连接平滑电容器7，从而可以在固定电源电压模式下进一步平滑输出电压Vo。
另外，当输出固定电源电压时，线性调节器1被激活（处于操作状态），因此，可以以期望的固定电源电压立即进行设置。在将平滑电容器7连接至输出节点“OUT”时以高阻抗来设置输出缓冲器（输出级放大器）12的情况下，使得输出电压Vo暂时降低。然而，根据开关调节器2的操作，输出电压Vo立即返回至固定电源电压。
由于开关调节器2包括延迟电路4和滞后缓冲器21，因而在达到期望的固定电源电压之前可以供给电流而不进行开关操作。因此，与固定频率的电源相比可以更快速地充电。
图19是示出第五实施方式的电源装置的一个示例的电路图。进一步增加了固定电源电压模式比较器单元8，使得即使在线性调节器停止工作的情况下，开关调节器2也生成固定电源电压。然而，开关SW21至SW25不同于图18中的开关SW11至SW14。
换言之，在图18中所示的第四实施方式中，包含在线性调节器1中的前级放大器11也用作固定电源电压模式比较器，然而，在第五实施方式中，与前级放大器11分离地来设置比较器。
如图19所示，第五实施方式的电源装置增加了固定电源电压模式比较器单元8。固定电源电压模式比较器单元8包括：固定电源电压模式比较器81，以及具有与电流感测电路3相对应的配置的固定电源电压模式电流感测电路82。
在本文中，由于固定电源电压模式电流感测电路82只需要工作，因而，例如，允许固定电源电压模式比较器81的晶体管的大小小于前级放大器11的晶体管的大小。
此外，固定电源电压模式电流感测电路82包括pMOS晶体管Tr3p和nMOS晶体管Tr3n，这些晶体管的操作与上述电流感测电路3中的操作相同。
从图19和前述图18的比较可以明显看出，在第五实施方式的电源装置中，来自包络发生器10的包络信号Se直接被输入至前级放大器11的一个输入端而未经过开关（SW11）。
此外，上述第四实施方式的电源装置中的开关SW12和开关SW13还变为不是必需的，并且前级放大器11的输出信号Gp和Gn也被直接输入至输出级放大器12的晶体管Tr1p和晶体管Tr1n的栅极。
在图19中，固定电源电压模式比较器81的开关SW21、SW22以及前级放大器11'的开关SW23、SW24用于停止和激活其对应的操作，并且在一些情况下，这些开关被原始地设置。
在图19中，例如，当输出功率小时，停止线性调节器1并且由来自于开关调节器2的固定电源电压来驱动功率放大器5。在此情况下，根据控制器6的控制信号来将开关SW21至SW25中的每个开关切换至φ2侧。
换言之，激活固定电源电压模式比较器81使其处于工作状态。然后，停止前级放大器11'以停止线性调节器1，从而使得由于诸如线性调节器的偏置电流引起的浪费电流不流过。此外，平滑电容器7连接至输出节点“OUT”。
另一方面，在以波形跟踪电源电压来驱动功率放大器5的情况下，例如，当放大器用作ET或EER系统的电源装置时，根据来自控制器6的控制信号将开关SW21至SW25中的每个开关切换至φ1侧。换言之，固定电源电压模式比较器81停止工作，并且激活前级放大器11以操作线性调节器1，并且还将平滑电容器7从输出节点“OUT”断开。
图20是用于描述在第四实施方式和第五实施方式的电源装置中从波形跟踪电源电压模式到固定电源电压模式转换的图。此处，在图20中，左侧表示波形跟踪电源电压模式的输出电压Vo，右侧表示固定电源电压模式的输出电压Vo。
例如，当输出功率下降并且以固定电源电压来驱动功率放大器5实现较高的功率效率时，相应的开关SW11至SW14和相应的开关SW21至SW25从φ1侧切换至φ2侧。因此，可以立即切换至固定电源电压模式。
在以上讨论的描述中，不用说应理解，图18和图19的配置仅为示例，并且能够对开关、连接点等的配置进行各种修改。以此方式，第四和第五实施方式使得能够避免由于电流检测电阻（303）产生的功耗并且还通过切换固定电源电压和波形跟踪电源电压来有效地驱动功率放大器。
在以上描述中，已经描述了功率放大器作为电源装置的负载的示例。然而，本实施方式的电源装置是可适用的而不限于此。此外，不用说应理解，本实施方式的电源装置和功率放大器的负载等能够被形成为一个单独的半导体集成电路装置。
本文中所提供的所有示例和条件性语言旨在出于教导目的帮助读者理解由发明人贡献以推广技术的本发明和构思，而不应被解释成限于这样具体列举的示例和条件，也不应被解释成限于说明书中的这样的示例与示出本发明的优势与劣势相关的组织。尽管已经详细描述了本发明的一个或更多个实施方式，然而应当理解，可以在不背离本发明的精神和范围的情况下对本发明的一个或更多个实施方式作出各种变化、置换和替换。

Claims (18)

1.一种电源装置，包括：
线性调节器，包括输出级放大器；
电流感测电路，用于检测所述线性调节器的输出电流，所述电流感测电路被设置为以与所述输出级放大器相对应的配置与所述输出级放大器并联；
开关调节器，用于根据所述电流感测电路的输出信号工作；以及
控制器，所述控制器通过在波形跟踪电源电压模式和固定电源电压模式之间进行切换来控制所述模式，所述波形跟踪电源电压模式用于将所述电源装置的输出电压转换成所述波形跟踪电源电压，所述固定电源电压模式用于将所述电源装置的输出电压转换成所述固定电源电压，其中，
所述输出级放大器包括生成拉电流的第一晶体管和生成灌电流的第二晶体管；
所述电流感测电路包括生成拉电流的第三晶体管和生成灌电流的第四晶体管；
所述第一晶体管的第一控制信号控制所述第三晶体管，以及所述第二晶体管的第二控制信号控制所述第四晶体管，
所述第三晶体管和所述第四晶体管的公共连接节点无需通过电阻而连接至所述开关调节器，
所述线性调节器和所述开关调节器彼此协作地工作以在输出节点处
生成输出电压，
所述线性调节器通过切换来输出波形跟踪电源电压和固定电源电压，所述波形跟踪电源电压通过追随待输入的包络信号的波形而变化，
所述线性调节器包括用于控制所述输出级放大器的前级放大器，所述前级放大器接收表示所述输出电压的电平的输出电压信号，
在所述波形跟踪电源电压模式的情况下，所述控制器通过输入所述包络信号使得所述前级放大器对所述输出电压信号和所述包络信号进行比较，并且使得所述电流感测电路和所述输出级放大器工作，以及
在所述固定电源电压模式的情况下，所述控制器通过输入预定参考电压使得所述前级放大器对所述输出电压信号和所述预定参考电压进行比较，使得所述电流感测电路工作，并且使得所述输出级放大器停止工作。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
所述第一晶体管与所述第二晶体管之间的第一电流生成能力比和所述第三晶体管与所述第四晶体管之间的第二电流生成能力比基本上相等。
3.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
所述第一晶体管和所述第二晶体管的大小大于所述第三晶体管和所述第四晶体管的大小。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电源装置，其中，
所述开关调节器包括：
开关器件，根据所述电流感测电路的输出信号对所述开关器件进行通断控制；以及
线圈，其布置在所述开关器件与所述输出节点之间。
5.根据权利要求4所述的电源装置，其中，
所述开关调节器还包括接收所述电流感测电路的输出信号的滞后缓冲器，并且
根据所述滞后缓冲器的输出信号来对所述开关器件进行通断控制。
6.根据权利要求4所述的电源装置，其中，
所述开关器件包括与二极管串联连接的第五晶体管，
所述二极管与所述第五晶体管的公共连接节点连接至所述线圈的第一端子，
所述第一晶体管和所述第二晶体管的公共连接节点连接至所述线圈的第二端子，以及
所述第一晶体管和所述第二晶体管的公共连接节点连接至所述输出节点。
7.根据权利要求4所述的电源装置，其中，
所述开关调节器还包括用于驱动作为所述开关器件的第六晶体管和第七晶体管的驱动器；
所述第六晶体管和所述第七晶体管的公共连接节点经由所述线圈连接至所述输出节点，以及
所述第一晶体管和所述第二晶体管的公共连接节点连接至所述输出节点。
8.根据权利要求5所述的电源装置，其中，
所述滞后缓冲器包括可变的滞后特性。
9.根据权利要求8所述的电源装置，其中，
所述滞后缓冲器包括连接在所述滞后缓冲器的输入与输出之间的可变电阻。
10.根据权利要求1至3中任一项所述的电源装置，所述电源装置还包括：
布置在所述电流感测电路的输出级中的延迟电路。
11.根据权利要求10所述的电源装置，其中，
所述延迟电路的延迟时间根据外部控制信号是可变的。
12.根据权利要求1至3中任一项所述的电源装置，所述电源装置还包括：
布置在所述开关调节器的前级中的滞后缓冲器，并且所述滞后缓冲器的滞后特性根据外部信号是可变的。
13.根据权利要求10所述的电源装置，其中，
所述延迟电路包括可变电容器或固定电容器。
14.根据权利要求10所述的电源装置，其中，
所述延迟电路包括低通滤波器，所述低通滤波器包括可变电容器或固定电容器以及可变电阻或固定电阻。
15.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
根据所述待输入的包络信号的最大电平来指定所述固定电源电压。
16.一种半导体集成电路装置，包括：
电源装置；以及
功率放大器，用于接收在所述电源装置中生成的输出电压作为电源电压，并且然后放大输入高频信号以输出经放大的信号，其中，
所述电源装置包括：
线性调节器，包括输出级放大器；
电流感测电路，用于检测所述线性调节器的输出电流，所述电流感测电路被设置为以与所述输出级放大器相对应的配置与所述输出级放大器并联；
开关调节器，其根据所述电流感测电路的输出信号工作；以及
控制器，所述控制器通过在波形跟踪电源电压模式和固定电源电压模式之间进行切换来控制所述模式，所述波形跟踪电源电压模式用于将所述电源装置的输出电压转换成所述波形跟踪电源电压，所述固定电源电压模式用于将所述电源装置的输出电压转换成所述固定电源电压，其中，
所述输出级放大器包括生成拉电流的第一晶体管和生成灌电流的第二晶体管；
所述电流感测电路包括生成拉电流的第三晶体管和生成灌电流的第四晶体管；以及
所述第一晶体管的第一控制信号控制所述第三晶体管，以及所述第二晶体管的第二控制信号控制所述第四晶体管，
所述第三晶体管和所述第四晶体管的公共连接节点无需通过电阻而连接至所述开关调节器，
所述线性调节器和所述开关调节器彼此协作地工作以在输出节点处生成输出电压，
所述线性调节器通过切换来输出波形跟踪电源电压和固定电源电压，所述波形跟踪电源电压通过追随待输入的包络信号的波形而变化，所述线性调节器包括用于控制所述输出级放大器的前级放大器，所述前级放大器接收表示所述输出电压的电平的输出电压信号，
在所述波形跟踪电源电压模式的情况下，所述控制器通过输入所述包络信号使得所述前级放大器对所述输出电压信号和所述包络信号进行比较，并且使得所述电流感测电路和所述输出级放大器工作，以及
在所述固定电源电压模式的情况下，所述控制器通过输入预定参考电压使得所述前级放大器对所述输出电压信号和所述预定参考电压进行比较，使得所述电流感测电路工作，并且使得所述输出级放大器停止工作。
17.根据权利要求16所述的半导体集成电路装置，所述半导体集成电路装置还包括：
幅度检测器，其接收所述高频信号并且检测所述高频信号的包络以向所述电源装置输出包络信号。
18.根据权利要求16所述的半导体集成电路装置，所述半导体集成电路装置还包括：
限制器，其接收所述高频信号，并且然后向所述功率放大器输出表示所述高频信号的频率分量的高频相位信号。
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