CN104065057B - 一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，包括多路滑动平均滤波器，滑动平均滤波器与待滤波直流侧电压信号一一对应，用于滤除直流侧电压中的二倍工频波动成分；各路滑动平均滤波器原理相同、结构统一，以工频半周期为工作周期，由数字信号处理器通过数字控制方法实现。本发明相比于传统的二阶低通滤波方法滤波效果更好，并且算法实现占用数字控制系统的时间资源相对较少、有利于提高系统采样频率，从而提高数字控制的控制精度以及系统稳定性，同时滑动平均滤波器动态响应更快。

Description

一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法

技术领域

本发明属于信号处理技术领域，具体涉及一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法。

背景技术

配电网静止同步补偿器(DSTATCOM)作为静止同步补偿器(STATCOM)在配电网中的新型应用，通过连续、快速地向配电网中注入大小和性质可调的无功，是补偿负载无功和谐波，稳定公共连接点电压等的有效手段；与传统无功补偿器(SVC)相比，DSTATCOM以其快速调节能力、更宽运行范围等优势受到了越来越广泛的关注和应用，此外级联结构的DSTATCOM通过H桥功率模块的级联，可实现高压大容量化，非常适合在中高压配电网中的应用。

DSTATCOM在补偿无功负载时，补偿电流在装置和电网间交换，会在DSTATCOM的直流侧引入二倍工频(100Hz)的电压波动，且波动的幅值随着无功负载的加重和直流侧支撑电容值的减小而增大；该电压波动若不经处理直接送入直流侧稳压控制环路中，会在稳压环输出中引入谐波分量并进入电流控制环，导致DSTATCOM补偿电流的谐波含量增加，影响补偿效果；同时电压波动的存在易造成控制系统的误保护或频繁保护，不利于DSTATCOM的稳定运行。

抑制电压波动的简单方法是增大直流侧支撑电容，但会造成装置体积增大、成本提高；此外，H.Akagi等在标题为ControlandPerformanceofaTransformerlessCascadePWMSTATCOMWithStarConfiguration(IndustryApplications,IEEETransactionson，2007.43(4):p.1041-1049)的文章中采用二阶低通滤波器(LPF)的数字滤波方法，能有效滤除电压波动，避免其进入控制环路；但是二阶低通滤波器采用DSP数字实现时算法占用的时间资源较多，尤其是级联DSTATCOM由于独立直流侧路数较多，当每路电压信号对应一路滤波器时，二阶低通滤波器算法占用的时间资源更多，甚至只能降低控制系统采样频率，而这会牺牲DSTATCOM系统的补偿精度以及稳定性，难以接受。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法。

一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，所述的级联配电网静止同步补偿器包括多个级联的功率模块，以及基于DSP和FPGA的主控制系统，每个功率模块具有独立的功率模块控制器，所述的滤波方法包括：

(1)针对每一个功率模块的直流侧电压，设置一路滑动平均滤波器，DSP每隔一定的时间间隔通过功率模块控制器和FPGA采样一次当前功率模块的直流侧电压，每个工频半周期内采样N次；

(2)每次完成采样后DSP将采样到的直流侧电压输入到滑动平均滤波器，所述的滑动平均滤波器对采样到的直流侧电压进行滤波，并输出相应的滤波结果，其中第i个工频半周期内第n次采样后的滤波结果Y_i(n)为：

$Y_i\left(n\right)=X_i\left(n\right)+\stackrel{\‾}{X_{i-1}}-X_{i-1}\left(n\right),$

X_i(n)为第i个工频半周期内第n次采样得到的直流侧电压，为第i-1个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压的平均值，X_i-1(n)为第i-1个工频半周期内第n次采样得到的直流侧电压，n＝1,2,……N，i＝1,2,……。

滑动平均滤波器(MAF)为单输入、单输出数字滤波器，各路滤波器原理相同、结构统一，由输入信号、输出信号及数据存储变量(滑窗)构成，输入为待滤波直流侧电压信号，输出为滤除高频波动分量的直流侧电压。本发明中根据滑动平均滤波器的输入与输出之间的关系推到得到该滤波器的传递函数为：

$G_{\mathrm{MAF}}\left(z\right)=\frac{1}{N}\frac{z(1-z^{-N})}{z-1}.$

所述的滑动平均滤波器为基于DSP实现的数字滤波器。

数字滤波器无需增加硬件成本，易于实现，且数字滤波器对外界环境不太敏感，具有更高的可靠性，同时数字滑动平均滤波器可以实现精确的线性相位和多速率处理等模拟滤波器无法实现的功能。

本发明采用基于DSP实现的滑动平均滤波器对级联配电网静止同步补偿器直流侧电压进行滤波，与现有的基于LPF的数字滤波方法相比，算法实现时占用时间资源更少，对二倍工频波动的滤波效果更好，同时所用滑动平均滤波器以工频半周期为工作周期，动态响应更快。

所述的工频半周期即半个工频周期。由于直流侧电压含有的电压波动的频率为二倍工频(100Hz)，因此，半个工频周期实际上刚好对应电压波动分量的一个周期。

所述的N为20～100。

Ｎ为整数，取决于工频周期和采样的时间间隔，在工频周期一定的情况下，采样时间间隔的选择决定了N的取值。所述的时间间隔为工频半周期的1/N。

所述滑动平均滤波器的滑动窗口中共有N个存储位置，依次存储一个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压，初始时刻滑动窗口中的所有存储位置的存储值均为零。

所述的滤波方法还包括在完成每次采样并滤波输出后，将采样到的直流侧电压写入滑动窗口中相应的存储位置。

每个功率模块的直流侧电压对应一路滑动平均滤波器，由于当前工频半周期内的滤波结果与上一个工频半周期内对应采样周期的直流侧电压值有关，因此在滤波过程中需要不断更新滑窗，保证在对当前采样周期的直流侧电压进行滤波处理时，能够从滑窗直接获取上一个工频半周期内与该采样周期的对应的直流侧电压值。

通过以下方法获取第i个工频半周期内所有采样周期对应的直流侧电压的平均值：

(2-1)在第i个工频半周期内，每采样到一个直流侧电压根据以下公式进行累加到相应的累加和：

H_i(n)＝X_i(n)+H_i(n-1)，

其中，H_i(n-1)为第i个工频半周期内第n-1次采样时对应的累加和，H_i(0)＝0；

(2-2)第i个工频半周期结束后利用公式：

${\stackrel{\‾}{X}}_i=\frac{H_i\left(n\right)}{N}$

计算第i个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压的平均值。

该滤波方法DSP数字实现时为累加和设置存储变量，对于每个工频半周期而言，开始时该累加和均为零。这样可以在每次采样后将采样到的直流侧电压加到累加和中，而不是在更新完该工频半周期内滑动窗口中的所有位置的值后再进行一次性求和，大大减少了工频半周期最后一次采样后滤波时的计算量，提高了滤波算法的效率。

本发明级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，采用滑动平均滤波器，相比于传统的二阶低通滤波器(LPF)，DSP数字实现时算法占用时间资源相对较少，且滤波效果更好，同时滑动平均滤波器以工频半周期为工作周期，动态响应更快。

附图说明

图1为级联DSTATCOM系统的结构示意图；

图2为滑动平均滤波器数字实现的步骤流程图；

图3(a)为滑动平均滤波器和二阶低通滤波器的幅值-频率特性曲线图；

图3(b)为滑动平均滤波器和二阶低通滤波器的相位-频率特性曲线图；

图4为滑动平均滤波器和二阶低通滤波器的阶跃响应曲线图；

图5为DSTATCOM补偿无功负载时直流侧电压波形图；

图6为传统二阶低通滤波器的滤波效果图；

图7为本发明方法中滑动平均滤波器的滤波效果图；

图8(a)为直流侧电压不使用数字滤波器时DSTATCOM输出电流的波形图；

图8(b)为直流侧电压不使用数字滤波器时DSTATCOM输出电流的频谱图；

图9(a)为直流侧电压使用滑动平均滤波器时DSTATCOM输出电流的波形图；

图9(b)为直流侧电压使用滑动平均滤波器时DSTATCOM输出电流的频谱图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明方法进行详细说明。

本实施例的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法应用于图1三相三线制星形连接H桥级联DSTATCOM，该级联DSTATCOM主要包括主电路和主控制系统两部分：

主电路由变流器、滤波电感L以及等效电阻R组成，变流器由H桥功率模块级联构成，通过滤波电感接入电网，单相含有12个功率模块(本实施例中为H桥级联功率模块，每个功率模块主要由四个开关器件S1、S2、S3和S4组成)，每个功率模块具有相应的功率模块控制器(控制芯片为CPLD)。各功率模块直流侧独立，即每个功率模块中直流侧的电容两端的电压(直流侧电压U_dc)独立，总共有36路直流侧电压。本实施例的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法中，每个功率模块的对应的直流侧电压分别设定滤波器，因此需要36路滤波器。DSTATCOM输出三相电压分别为u_ca，u_cb和u_cc，输出三相补偿电流分别为i_ca，i_cb和i_cc。

主控制系统主要由一块DSP(数字信号处理器，TI公司的TMS320F2812)、一块FPGA(现场可编程门阵列，ALTERA公司EP3C系列芯片)和一些电压、电流传感器等外围电路组成，用于采样电网电压、负载电流、补偿电路以及各直流侧电压(36路)，并根据这些信号构造出PWM信号以对DSTATCOM变流器中的半导体开关器件进行控制。

本实施例的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，如图2所示，包括：

(1)针对每一个功率模块的直流侧电压设置一个滑动窗口滤波器，在每个工频半周期内，DSP每隔一定的时间间隔通过功率模块控制器和FPGA采样当前功率模块的直流侧电压；

(2)每次完成采样后DSP将采样到的直流侧电压输入到滑动平均滤波器，所述的滑动平均滤波器对采样到的直流侧电压进行滤波，并输出相应的滤波结果，其中第i个工频半周期内第n次采样后的滤波结果Y_i(n)为：

$Y_i\left(n\right)=X_i\left(n\right)+\stackrel{\‾}{X_{i-1}}-X_{i-1}\left(n\right),$

X_i(n)为第i个工频半周期内第n次采样得到的直流侧电压，为第i-1个工频半周期内所有N次采样得到的直流侧电压的平均值，X_i-1(n)为第i-1个工频半周期内第n次采样得到的直流侧电压，n＝1,2，……N，i＝1,2……。

本实施例中通过以下方法获取第i个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压的平均值：

(2-1)在第i个工频半周期内，每采样到一个直流侧电压根据以下公式进行累加的到相应的累加和：

H_i(n)＝X_i(n)+H_i(n-1)，

其中，H_i(n-1)为第i个工频半周期内第n-1次采样时对应的累加和，H_i(0)＝0；

(2-2)第i个工频半周期结束后利用公式：

${\stackrel{\‾}{X}}_i=\frac{H_i\left(n\right)}{N}$

计算第i个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压的平均值。

本实施例的滑动平均滤波器为基于DSP实现的数字滤波器。通过数字控制方法实现，36路滤波器结构统一，由各自的输入信号、输出信号及数据存储变量(滑动窗口，即滑窗)构成。滑动平均滤波器以工频半周期为工作周期，每个工频半周期的采样次数均相等，每个工频半周期内采样按先后顺序依次记为采样点1，采样点2，…，采样点N。N为工频半周期内DSP采样的次数，与工频频率和采样的时间间隔(取决于系统采样频率)有关，本实施例中，工频频率为50Hz(基波半周期为0.01秒)，系统采样频率为5kHz(采样时间间隔为200微秒)，N为50。滑动窗口中共有N个存储位置(即滑窗长度为N)，依次存储一个工频半周期内N次采样得到直流侧电压，初始时刻滑动窗口中的所有位置存储值均为零。

本实施例的滤波方法的每一次采样后，直接从滑动窗口读取相位位置的数值即为上一次工频半周期内与该次采样对应的直流侧电压。在完成该次采样并滤波输出后，将采样到的直流侧电压写入滑动窗口中的相应位置，替换原有值。

在实际应用中，对于每一路滤波器，还需要另外设定两个存储空间，分别用于存储每个工频半周期内所有N次采样得到的直流侧电压的平均值和累加和。

通过MATLAB软件绘制滑动平均滤波器(MAF)的频率特性曲线(如图3(a)和图3(b)所示)和阶跃响应曲线(如图4所示)，作为对比，分别给出了截止频率为20Hz的传统二阶低通滤波器(LPF)的对应曲线；

从图3(a)可看出滑动平均滤波器具有低通滤波特性，且其在二倍工频频率(100Hz)处的衰减幅度比传统二阶低通滤波器更大，也就是说滑动平均滤波器对二倍工频电压波动的滤波效果更好，同时从图3(b)中还可以看出其引入的相位滞后也远小于二阶低通滤波器。

从图4可看出滑动平均滤波器的阶跃响应时间约为0.01秒，即半个工频周期，而二阶低通滤波器的响应时间约为0.021秒，可见滑动平均滤波器响应速度更快。

表1给出了滑动平均滤波器与二阶低通滤波器占用DSP资源的比较，滑动平均滤波器代码和数据占用存储空间略多于二阶低通滤波器，但目前常用DSP完全可以胜任；此外36路滑动平均滤波器的算法执行时间为13.93微秒，仅约为相同数目二阶低通滤波器算法执行时间的一半，优势非常明显。

表1

滤波器	滑动平均滤波	二阶低通滤波
			代码占用空间	38字	85字
数据占用空间	192字	24字
			单路滤波执行时间	0.387us	0.793us
36路滤波执行时间	13.93us	28.55us

图5为采用本实施例的滤波方法的DSTATCOM补偿2Mvar无功负载时直流侧电压波形图，直流侧电压稳定在800V，二倍工频波动的幅值约为120V。

图6、图7分别为传统二阶低通滤波器和滑动平均滤波器的滤波效果图，U_NO为DSP采样直流侧电压信号并还原后通过数模转换芯片(DA)输出结果，U_LPF为电压还原数据经传统二阶低通滤波器滤波后的DA输出结果，U_MAF为电压还原数据经滑动平均滤波器滤波后的DA输出结果，由图可以看出U_NO波形的二倍工频波动幅值较大，U_LPF波形依然存在二倍工频波动，波动幅值相比U_NO有较大衰减，而U_MAF波形则基本不存在二倍工频波动，证明了滑动平均滤波器比传统二阶低通滤波器具有更好的二倍工频波动抑制效果。

图8(a)和图8(b)分别为直流侧电压不使用数字滤波器时DSTATCOM输出电流(i_ca)的波形图和频谱图，此时输出电流总谐波畸变率(THD)为1.87％，其中3次谐波畸变率为0.88％，5次为0.67％，7次为0.96％。

图9(a)、图9(b)分别为直流侧电压经滑动平均滤波器滤波时DSTATCOM输出电流波形图和输出电流频谱图，此时输出电流总谐波畸变率(THD)下降为0.96％，其中3次谐波畸变率为0.25％，5次为0.46％，7次为0.53％，体现了本发明的优势。

本实施例中所有波形图中，未作特殊说明，横轴均为时间轴，纵轴为幅值，/div表示每格。以图8(b)中i_ca—100A/div，10ms/div为例，表示电流i_ca所在图的纵坐标为100A每格，横坐标为10ms每格。

以上公开的仅为本发明的具体实施例，但是本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围，都应涵盖在本实用发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，所述的级联配电网静止同步补偿器包括多个级联的功率模块，以及基于DSP和FPGA的主控制系统，每个功率模块具有独立的功率模块控制器，其特征在于，所述的滤波方法包括：

(1)针对每一个功率模块的直流侧电压，设置一路滑动平均滤波器，DSP每隔一定的时间间隔通过功率模块控制器和FPGA采样一次当前功率模块的直流侧电压，每个工频半周期内采样N次；

(2)每次完成采样后DSP将采样到的直流侧电压输入到滑动平均滤波器，所述的滑动平均滤波器对采样到的直流侧电压进行滤波，并输出相应的滤波结果，其中第i个工频半周期内第n次采样后的滤波结果Y_i(n)为：

$Y_i\left(n\right)=X_i\left(n\right)+\stackrel{\‾}{X_{i-1}}-X_{i-1}\left(n\right),$

X_i(n)为第i个工频半周期内第n次采样得到的直流侧电压，为第i-1个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压的平均值，X_i-1(n)为第i-1个工频半周期内第n次采样得到的直流侧电压，n＝1,2,……N，i＝1,2,……。

2.如权利要求1所述的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，所述的滑动平均滤波器为基于DSP实现的数字滤波器。

3.如权利要求1所述的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，其特征在于，所述的N为20～100。

4.如权利要求1～3中任意一项权利要求所述的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，其特征在于，所述滑动平均滤波器的滑动窗口中共有N个存储位置，依次存储一个工频半周期内N次采样得到直流侧电压，初始时刻滑动窗口中的所有存储位置的存储值均为零。

5.如权利要求4所述的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，其特征在于，所述的滤波方法还包括在完成每次采样并滤波输出后，将采样到的直流侧电压写入滑动窗口中相应的存储位置，替换原有值。

6.如权利要求5所述的级联配电网静止同步补偿器直流侧电压的滤波方法，其特征在于，通过以下方法获取第i个工频半周期内N次采样得到的直流侧电压的平均值：

(2-1)在第i个工频半周期内，每采样到一个直流侧电压根据以下公式进行累加到相应的累加和：

H_i(n)＝X_i(n)+H_i(n-1)，

其中，H_i(n-1)为第i个工频半周期内第n-1次采样时对应的累加和，H_i(0)＝0；

(2-2)第i个工频半周期结束后利用公式：

${\stackrel{\‾}{X}}_i=\frac{H_i\left(n\right)}{N}$

计算第i个工频半周期内所有N次采样得到的直流侧电压的平均值。