CN104040866A - 逆变器装置 - Google Patents

Abstract

具备由多个上下臂构成的开关电路以及以PWM调制方式驱动开关电路的控制部。构成上臂侧开关电路的开关元件与构成下臂侧开关电路的开关元件是由不同种类的开关元件构成的。控制部基于决定构成下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻与构成上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的大小关系的条件，使平均输出电压向比提供给开关电路的电源电压的中间电压低的低电压侧或比提供给开关电路的电源电压的中间电压高的高电压侧移位。

Description

逆变器装置

技术领域

本发明涉及一种由多个开关元件构成、并将直流电力转换为期望频率的交流电力来进行电动机等负载的驱动的逆变器装置。

背景技术

以往，在将来自电源的输入电力转换为期望频率的交流电力以使用于电动机驱动等的所谓的逆变器装置中，开关电路一般按电源电压的施加方向将上游侧(上臂侧)和下游侧(下臂侧)的两个开关元件的串联电路具有两组。作为开关元件，广泛使用绝缘栅极双极型晶体管即IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、作为场效应晶体管的一种的MOSFET等。

IGBT具有以下特征：在低负载时效率低，但是在高负载时效率比较高，并且开关速度也高。另一方面，MOSFET具有以下特征，在低负载时效率高，在高负载时效率比较低，并且开关速度也高。另外，在一般的逆变器电路中，大半是由相同的元件来构成开关电路的上下臂所有的开关元件。

另一方面，在专利文献1所示的逆变器装置中，具有以下的串联电路：作为上游侧和下游侧的两个开关元件中至少一方的开关元件是MOSFET，另一方的开关元件由IGBT构成。由此，利用由于IGBT导通(ON)时的两端间电压恒定而输出高电压、高电流时的损耗小的特性的同时，利用由于MOSFET的导通、关断速度快而能够进行高频开关动作、且输出低电压、低电流时的损耗小的特性，来使效率提高。

另外，在专利文献2所示的逆变器电路中，由IGBT或者MOSFET来构成用于驱动直流电动机的开关电路的上臂侧的开关元件，由双极型晶体管来构成下臂侧的开关元件。通过这样使用能够进行高速开关动作的IGBT或MOSFET作为开关电路的上臂侧的3相的开关元件，并使用双极型晶体管作为下臂侧的3相的开关元件，与6相的开关元件都使用IGBT或MOSFET时相比更为廉价，且与使用双极型晶体管时相比能够进行精细的开关动作、斩波的控制。并且，使得能够进行消除直流电动机驱动时的电磁音、削减由于与周边机构的共振而引起的振动的控制，从而使静音能力提高。

在这种由不同种类的开关元件构成开关电路的上下臂的逆变器装置的情况下，若以通常的开关模式进行驱动，则施加到各开关元件的负载的平衡不均匀。因此，存在以下的情况：负载集中于单方的开关元件，由于温度上升而驱动范围被限定。

另外，各开关元件的效率变高的条件是根据开关元件的种类而不同的，因此在以通常的开关模式进行驱动的情况下，难以考虑开关元件的特性来使效率最大化。

专利文献1：日本特开2007-129848号公报

专利文献2：日本特开平7-31182号公报

发明内容

本发明的逆变器装置具备由多个上下臂构成的开关电路以及以PWM调制方式驱动开关电路的控制部。构成上臂侧开关电路的开关元件与构成下臂侧开关电路的开关元件是由不同种类的开关元件构成的。控制部基于决定构成下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻与构成上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的大小关系的条件，使平均输出电压向比提供给开关电路的电源电压的中间电压低的低电压侧或比提供给开关电路的电源电压的中间电压高的高电压侧移位。

通过这种结构，具备低损耗、高速的开关元件，从而实现在下臂侧的开关元件为高效率的负载条件以及上臂侧的开关元件为高效率的负载条件下都始终高效率的逆变器装置。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的逆变器装置的结构图。

图2是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的开关元件的特性的特性图。

图3是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的PWM调制方式中的开关的时序特性的一例的时序图。

图4是示出了本发明的实施方式1的逆变器装置中的流过上臂侧和下臂侧的开关元件的电流量的特性的作为一例的特性图。

图5是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的PWM调制方式中的开关的时序特性的另一例的时序图。

图6是示出了本发明的实施方式1的逆变器装置中的流过上臂侧和下臂侧的开关元件的电流量的特性的作为另一例的特性图。

图7是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的控制部中的与输出电流相对的输出电压的切换特性的特性图。

图8是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的PWM调制方式中的开关动作的时序特性的时序图。

具体实施方式

下面，参照附图来说明本发明的实施方式。此外，本发明并不限定于该实施方式。

(实施方式1)

图1是本发明的实施方式1的逆变器装置的结构图。由交流电源1提供的交流电力通过整流电路4、平滑电容器5暂且被直流化后被提供至逆变器装置2。逆变器装置2具备开关电路20、控制部21、电流检测部28a、28b。开关电路20由上臂侧开关电路20u和下臂侧开关电路20d构成，该上臂侧开关电路20u由连接于电源电压的高电压侧的开关元件22～24构成，该下臂侧开关电路20d由连接于电源电压的低电压侧的开关元件25～27构成。开关元件22～24分别与开关元件25～27串联连接，构成3相的串联电路。这些串联电路中的上臂侧的开关元件22～24与下臂侧的开关元件25～27的相互连接点连接至作为负载的电动机3。电流检测部28a、28b检测3相的串联电路中的2相的输出电流值(流过电动机3的电流值)，并根据所检测出的2相的输出电流值通过运算等求出剩余的1相的输出电流值。另外，控制部21具备比较部29，该比较部29将电流检测部28a、28b所检测出的输出电流值与规定的电流值进行比较。该比较部29的动作在后面进行说明。

控制部21对开关元件22～27的开关动作进行控制，使得逆变器装置2输出使电动机3以期望的转速旋转的交流电力。作为开关动作的控制方法，使用根据开关元件的驱动脉冲的时宽来控制输出电压的一般的脉宽调制(PWM调制)方式。

另外，控制部21根据由用于检测流过电动机3的电流的电流检测部28a、28b检测出的电流值来驱动开关元件22～27。

作为上臂侧的开关元件22～24，使用在高负载时效率高的IGBT等半导体器件。对开关元件22～24分别并联连接续流二极管22a～24a。另一方面，作为下臂侧的开关元件25～27，使用与上臂侧的开关元件22～24相比能够进行高速的开关动作且在低负载时效率高的MOSFET等半导体器件。

此外，在该MOSFET中，从其结构上来说器件中构成有二极管，因此无需并联连接续流二极管。通过像这样在上臂侧的开关元件22～24和下臂侧的开关元件25～27中使用不同特性的开关元件，并且使用符合各自的特性的驱动方式，能够以廉价的结构来实现逆变器装置的高效率化。

图2是表示在本发明的实施方式1的逆变器装置中使用的开关元件的特性的特性图。图2示出了作为上臂侧的开关元件的IGBT和作为下臂侧的开关元件的MOSFET的电压电流特性。

IGBT的特性曲线示出了IGBT导通时的集电极-发射极间电压Vce(sat)(导通电压)与集电极电流Ic的关系。在IGBT中，集电极电流Ic越大，则作为集电极-发射极间电压Vce的压降的增加越小，由开关元件的导通电阻的倒数形成的该特性曲线的斜率相对越大。因此，负载电流(集电极电流Ic)越大，则开关元件中产生的损耗越少。

另一方面，MOSFET的特性曲线示出了MOSFET导通时的作为漏极-源极间电压Vds的压降与漏极电流Id的关系。在MOSFET中，漏极-源极间电压Vds与漏极电流Id的关系如图2所示那样几乎是直线。因此，不依赖于负载电流(漏极电流Id)的值而该特性直线的斜率几乎固定，因此不管负载电流的大小如何，开关元件的导通电阻都是恒定的。

若将IGBT与MOSFET的开关元件的特性进行比较，则可知在负载电流值小于I1(压降量为V1)的情况下，与IGBT相比MOSFET的压降量更少(导通电阻小)，即开关元件中产生的损耗少。

可知，相反地在负载电流值大于I1的情况下，与MOSFET相比IGBT的压降量更少(导通电阻小)，即开关元件中产生的损耗少。

因而，在负载电流值小于作为压降量的变化点的I1的情况下，向MOSFET流通比IGBT更多的电流，相反地在负载电流值大于I1的情况下，向IGBT流通比MOSFET更多的电流，这种方式会降低平均每个开关元件的损耗，从而有效率提高的趋势。

图8是表示以往的逆变器装置的PWM调制方式中的开关动作的时序特性的时序图。在该PWM调制方式的情况下，相对于电动机3的转子(未图示)的相位角度呈正弦波状地输出电压。

U相、V相、W相的输出电压为彼此各具有120度的相位差的正弦波电压。另一方面，如图8所示，将相对于该正弦波电压具有规定的载波频率的三角波所构成的载波信号电压与正弦波电压进行比较。在比较的结果为输出电压大于载波信号电压的情况下，通过对上臂侧的开关元件22～24输出驱动信号来使上臂侧的开关元件22～24导通(ON)，反过来使下臂侧的开关元件25～27关断(OFF)。

另一方面，在输出电压小于载波信号电压的情况下，通过对下臂侧的开关元件25～27输出驱动信号来使下臂侧的开关元件25～27导通，反过来使上臂侧的开关元件22～24关断。其结果，输出图8的下侧示出的U相上臂、V相上臂、W相上臂、U相下臂、V相下臂、W相下臂的各开关元件22～27的驱动信号波形(U相上驱动～W相下驱动)。

图3是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的PWM调制方式的开关动作的时序特性的一例的时序图。

在控制部21按照PWM调制方式控制开关元件22～27的开关动作来对电动机3输出正弦波电压的情况下，在一般的逆变器装置中，输出到电动机3的3相(U相、V相、W相)的电压的平均值即平均输出电压被设定为提供给开关电路的电源电压的1/2。即，逆变器装置的平均输出电压被设定为直流部的电压、即平滑电容器5的两端的电压的一半的值Vdc/2。由此，从逆变器装置对电动机3输出相互具有120度相位差的正弦波电压。

另一方面，在本发明的实施方式1中的逆变器装置2的情况下，在输出到电动机3的输出电流值(负载电流值)低的情况下，如图3所示，平均输出电压值被设定为低于Vdc/2的值(在这种情况下为Vdc/8)。即，控制部21使平均输出电压向比提供给开关电路20的电源电压的中间电压低的低电压侧移位。虽然输出到电动机3的平均输出电压降低，但是施加于电动机3的3相绕组的端子间的线间电压是施加了与图8所示的正弦波电压波形的情况相同的线间电压，因此电动机3进行同样的动作。在对电动机3的输出电流值小于I1(图2)的情况下，通过对电动机3输出使平均电压降低后的电压，能够提高逆变器装置2的效率。

使用图4来说明其原理。图4是示出了本发明的实施方式1的逆变器装置的流过上臂侧和下臂侧的开关元件的电流量的特性的特性图的一例。在此，流过开关元件的电流量是指流过开关元件的电流的时间积分值。

图4表示如图3所示那样将逆变器装置2的平均输出电压值设定为低于Vdc/2的值的情况下的、流过上臂侧的开关元件22～24和下臂侧的开关元件25～27的电流量的特性。

在逆变器装置2的平均输出电压值低于Vdc/2的情况下，对于大致所有的平均输出电压的区域，都表现出流过下臂侧的开关元件25～27的电流量(下臂电流量)大于流过上臂侧的开关元件22～24的电流量(上臂电流量)。

在逆变器装置2的平均输出电压值低于Vdc/2的情况下，输出电压小于载波信号电压的时间变得比输出电压大于载波信号电压的时间长，因此驱动开关元件的驱动信号波形变成图3的下侧那样。因此，在以图3所示的驱动信号波形驱动逆变器装置2的开关元件的情况下，下臂侧的开关元件25～27的导通时间变得比上臂侧的开关元件22～24的导通时间长。

由此，作为流过下臂侧的开关元件即MOSFET的电流的积分值的电流量变得大于作为流过上臂侧开关元件即IGBT的电流的积分值的电流量。另外，在这种情况下，由于是电动机3的输出电流值低于I1的条件，因此下臂侧的开关元件即MOSFET比上臂侧的开关元件即IGBT效率高。即，下臂侧的开关元件即MOSFET比上臂侧的开关元件即IGBT导通电阻小。其结果，与图8所示的平均输出电压值为Vdc/2的驱动方式相比，能够降低作为上臂侧和下臂侧的各开关元件的损耗的总和的逆变器装置的损耗。

也就是说，在将上臂侧的IGBT的效率设为η(IGBT)、将下臂侧的MOSFET的效率设为η(MOSFET)、将流过上臂侧的IGBT的电流量设为P(IGBT)、将流过下臂侧的MOSFET的电流量设为P(MOSFET)时，以下面所示的(式1)给出综合损耗L(TOTAL)。

(式1)

L(TOTAL)∝P(IGBT)×(1-η(IGBT))+P(MOSFET)×(1-η(MOSFET))

在这种情况下，η(MOSFET)大于η(IGBT)，P(MOSFET)大于P(IGBT)，因此与P(MOSFET)等于P(IGBT)的情况相比，综合损耗L(TOTAL)降低。

图5是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的PWM调制方式的开关动作的时序特性的另一例的时序图。

在从逆变器装置2输出到电动机3的输出电流值大于图2所示的I1的情况下，如图5所示，逆变器装置2的平均输出电压值被设定为高于Vdc/2的值(在这种情况下为7×Vdc/8)。即，控制部21使平均输出电压向比提供给开关电路20的电源电压的中间电压高的高电压侧移位。虽然输出到电动机3的平均输出电压增加，但是施加于电动机3的3相绕组的端子间的线间电压与图8的情况是同样的。在这种情况下，通过对电动机3输出使平均电压增加后的电压，能够提高逆变器装置2的效率。

使用图6来说明其原理。图6是示出了本发明的实施方式1的逆变器装置的流过上臂侧和下臂侧的开关元件的电流量的特性的特性图的另一例。

在输出到电动机3的输出电流值大于I1的情况下，如图5所示，逆变器装置2的平均输出电压值被设定为高于Vdc/2的值。在像这样使逆变器装置2动作的情况下，观察图5的开关元件的驱动信号波形也可知，上臂侧的开关元件22～24的导通时间变得比下臂侧的开关元件25～27的导通时间长。这是由于，平均输出电压高，因此输出电压大于载波信号电压的时间变得比输出电压小于载波信号电压的时间长。

由此，作为流过上臂侧的开关元件即IGBT的电流的积分值的电流量变得大于作为流过下臂侧的开关元件即MOSFET的电流的积分值的电流量。另外，在这种情况下，由于是输出电流值大于I1的条件，因此上臂侧的开关元件即IGBT比下臂侧的开关元件即MOSFET效率高。即，上臂侧的开关元件即IGBT比下臂侧的开关元件即MOSFET导通电阻小。其结果，与图8所示的平均输出电压值为Vdc/2的驱动方式相比，能够降低作为上臂侧与下臂侧的各开关元件的损耗的总和的逆变器装置2的损耗。

也就是说，η(IGBT)大于η(MOSFET)，P(IGBT)大于P(MOSFET)，因此与P(MOSFET)等于P(IGBT)的情况相比，综合损耗L(TOTAL)降低。

图7是表示本发明的实施方式1的逆变器装置的控制部中的与输出电流相对的平均输出电压的切换特性的特性图。控制部21根据由电流检测部28a、28b检测出的输出电流值来变更逆变器装置2所输出的3相的交流的平均输出电压值。即，控制部21具有比较部29，该比较部29对由电流检测部28a、28b检测出的输出电流值与上臂侧的开关元件和下臂侧的开关元件所定义的规定的电流值即I1的大小关系进行比较。控制部21也可以基于比较部29的判定结果来判定上臂侧的开关元件22～24的导通电阻与下臂侧的开关元件25～27的导通电阻的大小关系，基于该比较部29的比较结果来设定平均输出电压。特别是在输出电流值为I1的情况下，平均输出电压值被设定为Vdc/2。

由此，电流均等地流过上臂侧和下臂侧的各开关元件。

并且，如果输出电流值大于I1，则与输出电流值相应地使平均输出电压值从Vdc/2增加。由此，使流过上臂侧的开关元件22～24的电流量多于流过下臂侧的开关元件25～27的电流量，从而增加效率高的上臂侧的开关元件22～24的负载，降低逆变器装置2(开关电路20)的总损耗。

相反地，如果输出电流值小于I1，则与输出电流值相应地使平均输出电压值从Vdc/2减少。由此，使流过下臂侧的开关元件25～27的电流量多于流过上臂侧的开关元件22～24的电流量，从而增加效率高的下臂侧的开关元件的负载，降低逆变器装置2(开关电路20)的总损耗。

并且，在这种情况下，作为上臂侧的开关元件即IGBT中产生的损耗的P(IGBT)×(1-η(IGBT))与作为下臂侧的开关元件即MOSFET中产生的损耗的P(MOSFET)×(1-η(MOSFET))为大致均等的值。因此，保持了上臂侧与下臂侧的各开关元件的损耗平衡，由此保持了开关元件的发热平衡，从而实现可靠性高的逆变器装置。

在上述实施方式1中，作为在低负载时效率高的开关元件，将MOSFET用作下臂侧的开关元件25～27，作为在高负载时效率高的开关元件，将IGBT用作上臂侧的开关元件22～24。但是，在以下情况下也具有同样的效果：作为在低负载时效率高的开关元件，将MOSFET用作上臂侧的开关元件22～24，作为在高负载时效率高的开关元件，将IGBT用作下臂侧的开关元件25～27。

在这种情况下，如果输出电流值大于I1，则与输出电流值相应地使平均输出电压值减少。由此，使流过下臂侧的开关元件25～27的电流量增加，从而增加效率高的下臂侧的开关元件25～27的负载，降低逆变器装置2(开关电路20)的总损耗。

相反地，如果输出电流值小于I1，则与输出电流值相应地使平均输出电压值增加。由此，使流过上臂侧的开关元件22～24的电流量增加，从而增加效率高的上臂侧的开关元件22～24的负载，降低逆变器装置2(开关电路20)的总损耗。

此外，在上述实施方式1中，使用MOSFET作为在低负载时效率高的开关元件、并使用IGBT作为在高负载时效率高的开关元件，但是只要具有同样的特性，则也可以使用其它元件。例如，也可以使用氮化镓(GaN)晶体管来代替MOSFET，使用双极型晶体管等半导体元件来代替IGBT。

如以上所说明的那样，本发明的逆变器装置具备由多个上下臂构成的开关电路以及以PWM调制方式驱动开关电路的控制部。构成上臂侧开关电路的开关元件与构成下臂侧开关电路的开关元件是由不同种类的开关元件构成的。控制部基于决定构成下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻与构成上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的大小关系的条件，使平均输出电压向比提供给开关电路的电源电压的中间电压低的低电压侧或比提供给开关电路的电源电压的中间电压高的高电压侧移位。

通过这种结构，具备低损耗、高速的开关元件，从而实现在下臂侧的开关元件为高效率的负载条件以及上臂侧的开关元件为高效率的负载条件下都始终高效率的逆变器装置。

另外，在本发明的逆变器装置中，控制部在构成下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻小于构成上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的条件下，使平均输出电压向比电源电压的中间电压低的低电压侧移位。另外，控制部在构成上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻小于构成下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的条件下，使平均输出电压向比电源电压的中间电压高的高电压侧移位。

通过这种结构，具备低损耗、高速的开关元件，从而实现在下臂侧的开关元件为高效率的负载条件以及上臂侧的开关元件为高效率的负载条件下都始终高效率的逆变器装置。

另外，在本发明的逆变器装置中，还具备检测输出电流值的电流检测部。控制部具有比较部，该比较部判定由电流检测部检测出的输出电流值与构成上臂侧开关电路和下臂侧开关电路的开关元件所定义的规定的电流值的大小关系。控制部基于比较部的判定结果来判定构成上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻与构成下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的大小关系。

通过这种结构，能够容易地判定出上臂侧的开关元件为高效率的负载条件和下臂侧的开关元件为高效率的负载条件。

另外，在本发明的逆变器装置中，控制部与由电流检测部检测出的输出电流值的大小相应地使平均输出电压值移位。

通过这种结构，上臂侧的开关元件和下臂侧的开关元件中产生的损耗为大致均等的值。因此，保持了上臂侧与下臂侧的各开关元件的损耗平衡，由此保持了开关元件的发热平衡，从而实现可靠性高的逆变器装置。

另外，在本发明的逆变器装置中，构成上臂侧开关电路和下臂侧开关电路的不同种类的开关元件是MOSFET和IGBT。

通过这种结构，实现无论负载条件如何都具有高的转换效率的逆变器装置。

另外，在本发明的逆变器装置中，构成上臂侧开关电路和下臂侧开关电路的不同种类的开关元件是GaN晶体管和IGBT。

通过这种结构，实现无论负载条件如何都具有高的转换效率的逆变器装置。

产业上的可利用性

如以上所说明的那样，本发明的逆变器装置使用于通过最适当地进行开关元件的驱动控制来降低逆变器电路损耗的逆变器装置，作为高效率、可靠性高的逆变器装置而有用。

附图标记说明

1：交流电源；2：逆变器装置；3：电动机；4：整流电路；5：平滑电容器；20：开关电路；20u：上臂侧开关电路；20d：下臂侧开关电路；21：控制部；22～24：上臂侧的开关元件；25～27：下臂侧的开关元件；28a、28b：电流检测部；29：比较部。

Claims (6)

1.一种逆变器装置，具备：

由多个上下臂构成的开关电路；以及

控制部，其以PWM调制方式驱动上述开关电路，

该逆变器装置的特征在于，

构成上臂侧开关电路的开关元件与构成下臂侧开关电路的开关元件是由不同种类的开关元件构成的，

上述控制部基于决定构成上述下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻与构成上述上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的大小关系的条件，使平均输出电压向比提供给上述开关电路的电源电压的中间电压低的低电压侧或比提供给上述开关电路的电源电压的中间电压高的高电压侧移位。

2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，

上述控制部在构成上述下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻小于构成上述上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的条件下，使上述平均输出电压向比上述电源电压的中间电压低的低电压侧移位，在构成上述上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻小于构成上述下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的条件下，使上述平均输出电压向比上述电源电压的中间电压高的高电压侧移位。

3.根据权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于，

还具备检测输出电流值的电流检测部，

上述控制部具有比较部，该比较部判定由上述电流检测部检测出的上述输出电流值与构成上述上臂侧开关电路和上述下臂侧开关电路的开关元件所定义的规定的电流值的大小关系，

上述控制部基于上述比较部的判定结果来判定构成上述上臂侧开关电路的开关元件的导通电阻与构成上述下臂侧开关电路的开关元件的导通电阻的大小关系。

4.根据权利要求3所述的逆变器装置，其特征在于，

上述控制部与由上述电流检测部检测出的上述输出电流值的大小相应地使上述平均输出电压值移位。

5.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，

构成上述上臂侧开关电路和上述下臂侧开关电路的不同种类的开关元件是MOSFET和IGBT。

6.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，

构成上述上臂侧开关电路和上述下臂侧开关电路的不同种类的开关元件是GaN晶体管和IGBT。