CN104039034A

CN104039034A - 用于运行至少一个发光机构的电路装置和方法

Info

Publication number: CN104039034A
Application number: CN201410079104.6A
Authority: CN
Inventors: 哈拉尔德·施米特
Original assignee: Osram Co Ltd
Current assignee: Osram GmbH; Osram Co Ltd
Priority date: 2013-03-05
Filing date: 2014-03-05
Publication date: 2014-09-10
Anticipated expiration: 2034-03-05
Also published as: US20140252956A1; US9049770B2; CN104039034B; DE102013203732A1

Abstract

本发明涉及一种用于运行至少一个发光机构的电路装置，所述电路装置包括逆变器。如果在电路装置的输出端上提供的输出电压（V_A）超出可预设的第一阈值，那么输出端被短路。所述短路通过确定穿过逆变器的电流（I_W）的平均值来检测，并且如果所述平均值低于可预设的第二阈值，那么驱动逆变器，使得至少减小负载电流。本发明此外涉及一种用于运行至少一个发光机构的相应的方法。

Description

用于运行至少一个发光机构的电路装置和方法

技术领域

本发明涉及一种用于运行至少一个发光机构的电路装置，其包括：输入端，所述输入端具有第一输入端子和第二输入端子以用于与直流电源电压耦合；逆变器，所述逆变器包括至少一个第一电子开关和一个第二电子开关，所述第一电子开关和第二电子开关在构成桥中间点的情况下串联地耦合到第一输入端子和第二输入端子之间；输出端，所述输出端具有第一输出端子和第二输出端子以用于将输出电压提供给至少一个发光机构；至少用于第一电子开关和第二电子开关的驱动单元；以及电流测量单元，所述电流测量单元设计并且设置为测量穿过逆变器的电流。本发明此外涉及一种用于运行至少一个发光机构的相应的方法。

背景技术

本发明涉及下述问题：在具有SELV（Safety Extra Low Voltage，安全特低电压）输出端的运行设备中，输出端上可触摸的电压在任何故障情况下都不允许超出可预设的电压，例如60V。这必须通过相应的保护电路来确保。

从现有技术中已知，在次级侧以硬件方式接入相应的保护单元并且借助于光电耦合器将相应的信息提供给驱动单元，所述驱动单元随后切断电路装置。替选地，已知的是，测量输出电压的值，将所述值经由光电耦合器传输给驱动单元，其中驱动单元设计为，当输出电压的所测量的值超出可预设的值时，那么使电路装置切断。

这些已知的处理方法的不利之处是下述事实：所述处理方法都需要光电耦合器。对于这种电路装置的某些应用领域而言，特别是在将LED作为发光机构使用时，使用光电耦合器所伴随的成本耗费是不期望地高的。

发明内容

因此，本发明基于的目的是，改进这种电路装置和方法，使得能够提供可靠的保护以防止SELV输出端处过高的电压，而不必依靠光电耦合器的使用。

所述目的通过下文中的电路装置以及方法来实现。

本发明基于如下知识，这能够尤其简单并且低成本地通过两阶段的过程来实现：首先，如果输出电压超出可预设的第一阈值，那么将输出端短路。因此，在任何情况下防止在SELV输出端上施加过高的电压。所述短路随后能够紧接着在初级侧被检测到并且被评估，以便在任何情况下能够将驱动单元驱动，使得所述驱动单元通过相应地驱动逆变器来影响其运行，使得至少减小次级侧的短路电流。

即如发明者已确定的那样，通过次级侧的短路，借助于穿过逆变器的电流的有功分量（Wirkleistungsanteil）下降，减小穿过逆变器的电流的平均值。虽然在次级侧在短路单元中出现损耗，以至于在短路情况下，一定的有效功率被传输给次级侧。但是，所述有效功率与在正常的运行情况下相比低得多。

在本发明的实施例中确定在短路情况下穿过逆变器的电流的平均值下降到在正常的运行情况下的平均值的大约五分之一。这种下降能够被容易地检测到并且用于相应地驱动逆变器。以这种方式不仅实现了可靠地保护以防止SELV输出端上的过高的电压，此外还保护短路单元的构件以防止过高的损耗。因为次级侧的短路总是被间接地在初级侧检测到，所以以所述方式能够避免使用昂贵的并且长期稳定性不足的光电耦合器。尽管如此还是提供了一种非常安全且低成本的解决方案。

一个优选的实施方式的特征在于，评估单元设计为：如果平均值低于可预设的第二阈值，那么将驱动单元驱动，使得所述驱动单元通过至少相应地驱动第一电子开关和第二电子开关来停止逆变器的运行，或者特别是通过改变逆变器的频率来将短路单元中的电流设定成正的、但是振幅减小的值。通过设定短路单元中的减小的电流，电路装置能够保持激活，能够在重新接通时避免复位持续时间。

优选地，短路单元包括击穿单元（Durchbruchvorrichtung），特别是具有三端双向可控硅开关元件或者晶闸管的功能的击穿装置。在此能够使用真正的三端双向可控硅开关元件或晶闸管或者也能够使用相应的模拟装置，例如通过MOSFET（金属氧化物半导体场效应管）实现的模拟装置。

尤其有利地，短路单元包括电压限制单元，特别是齐纳二极管、TVS（瞬态电压抑制）二极管、DIAC（双向开关二极管）或者电压基准器，例如构件LM431，借助所述电压限制单元能够设定可预设的第一阈值，其中电压限制单元与击穿单元耦合，使得如果输出电压超出可预设的第一阈值，那么击穿单元击穿。这以尤其可靠的方式防止在SELV输出端上出现不可靠地高的电压值。

在一个优选的实施方式中，评估单元包括电容器以及至少一个第三电子开关，其中电容器与第三电子开关耦合，使得当在电容器上降落的电压超出可预设的第三阈值时，所述第三电子开关导通。如果将穿过逆变器的电流的平均值用于对电容器充电，那么以所述方式能够尤其简单地检测到超出相应的阈值。

在本文中优选的是，如果评估单元包括充电路径和放电路径，所述充电路径和放电路径耦合到电流测量单元和电容器之间，其中充电路径设计为，使得在运行时沿着充电路径降落的电压小于在运行时在放电路径上降落的电压，特别是小至少一个二极管电压。以所述方式，由充电电流提供给电容器的电荷多于由放电电流带走的电荷。特别地，如果在充电路径上和在放电路径上降落的电压的差为至少一个二极管电压，那么由此能够建立下述电势，借助所述电势能够驱动第三电子开关，因为所述第三电子开关的开关阈值确实也相应于二极管电压。

充电路径优选至少包括第一二极管和第一欧姆电阻器的串联电路，其中放电路径至少包括第二二极管、第三二极管以及第二欧姆电阻器的串联电路。由于放电路径具有多一个二极管，能够尤其简单地实现在上文中提到的要求。由此，此外得出如下优点：不仅在第三电子开关中、而且在产生偏移的第一、第二和第三二极管中出现关于温度强烈波动的二极管路段。因此，如果所有的构件热学紧密地耦合，那么能够可靠地补偿所述变化。

此外，优选地，将第一欧姆电阻器选择成大于第二欧姆电阻器。以所述方式能够进行微调。特别地，因此，能够精确地设定可预设的第一阈值并且相应地设定可预设的第三阈值。

电容器优选地耦合到第三电子开关的控制电极和参考电极之间，其中第三电子开关的工作电极与电源电压耦合。在此已证明为有利的是，如果在第三电子开关的工作电极和电源电压之间耦合有第三欧姆电阻器或者第三欧姆电阻器和PTC电阻器的串联电路。特别地，在使用附加的PTC电阻器的情况下，因此能够利用仅一个附加构件来实现温度切断或者温度反调控。

第三电子开关的工作电极优选与驱动单元耦合。以所述方式，在次级侧短路的情况下，就已经能够触发对驱动单元的所期望的驱动。然而，尤其优选的是下述变型形式，在所述变型形式中，评估单元还包括第四电子开关，所述第四电子开关的控制电极与第三电子开关的工作电极耦合，所述第四电子开关的参考电极与参考电势耦合并且所述第四电子开关的工作电极与驱动单元耦合。这种实现方案相对于在上文中提到的实现方案的优点在于，由此实现了信号的换向。这实现了在故障情况下能够主动地接通的可能性。此外，在将第三电子开关实现为双极型晶体管时，能够在电路装置的起动阶段中避免电流增大的危险。

优选的是，PTC电阻器设置在第四电子开关的控制电极和第三电子开关的工作电极之间。

第三电子开关能够构成为双极型晶体管或者第四电子开关能够构成为MOSFET。

为了将电路装置的输入端与其输出端直流隔离，能够在电路装置的逆变器和输出端之间耦合有变压器。最后，电路装置还能够包括整流器，其中变压器的次级侧与整流器的输入端耦合并且整流器的输出端与电路装置的输出端耦合。特别地，在LED作为发光机构的情况下，以所述方式能够将直流电提供给LED。

其它有利的实施方式从下文中得出。

只要是可用的，参照根据本发明的电路装置介绍的优选的实施方式和其优点相应地适用于根据本发明的方法。

附图说明

现在，在下文中参考所附的附图详细阐述本发明的实施例。在此示出：

图1示出根据本发明的电路装置的第一实施例的示意图；

图2示出根据本发明的电路装置的第二实施例的示意图；

图3示出根据本发明的电路装置的另一个实施形式的示意图；以及

图4示出根据本发明的电路装置的另一个实施形式的示意图。

具体实施方式

在下文中对相同的和起相同作用的器件使用相同的附图标记。这些附图标记由于概览性的原因仅引入一次。

图1示出根据本发明的电路装置的第一实施例的示意图。所述电路装置包括具有第一输入端子和第二输入端子E1、E2的输入端以用于与直流电源电压V1耦合。所述直流电源电压例如能够是所谓的中间回路电压，所述中间回路电压利用整流器以及电压转换器从电网交流电压中得出。在输入端子E1、E2之间耦合有逆变器，所述逆变器在本文中以半桥装置实施。所述逆变器包括第一电子开关和第二电子开关M1、M2，所述第一电子开关和第二电子开关在构成半桥中间点HBM的情况下串联地耦合到第一输入端子和第二输入端子E1、E2之间。与开关M1、M2串联地设置有分流电阻器R2，所述分流电阻器用于测量穿过逆变器的电流I_W。为了驱动开关M1、M2而设有驱动单元10。与开关M2和分流电阻器R2的串联电路并联地耦合有开关减载电容器C3。此外，谐振扼流圈L3与半桥中间点HBM耦合，所述谐振扼流圈的其它端子经由电容器C4以及变压器Tr的初级感应线圈的并联电路和与所述并联电路串联地设置的电容器C1与输入端子E2耦合，所述输入端子E2在本文中是电路装置的参考电势。电容器C4用作为谐振电容器，而电容器C1作为去耦电容器使半桥装置完整。

降落在变压器Tr的次级感应线圈L2上的信号被馈送给整流器，所述整流器在本文中包括二极管D1至D4。

整流器的输出端上的电压V_A在电路装置的包括第一输出端子和第二输出端子A1、A2的输出端上提供给至少一个发光机构，所述发光机构在本文中是多个LED的串联电路。与输出端并联地耦合有电容器C2，所述电容器用于稳定输出电压V_A。

此外，与输出端A1、A2并联地耦合有短路单元12，所述短路单元在本文中包括耦合到输出端子A1、A2之间的齐纳二极管D7和欧姆电阻器R3的串联电路，其中位于齐纳二极管D7和欧姆电阻器R3之间的节点N1与晶闸管D6的点火电极耦合，所述点火电极同样耦合到输出端子A1、A2之间。

电路装置此外包括评估单元14，所述评估单元与节点N2耦合，所述节点是电子开关M2和分流电阻器R2之间的耦合点。如在更下文中更准确地解释的那样，评估单元14尤其用于检测电流I_W的平均值何时低于可预设的阈值，以便随后将驱动单元10驱动，使得至少减小短路单元12中的电流I_K。

为所述目的设有电容器C5，所述电容器以其端子N3经由包括二极管D10和欧姆电阻器R5的串联电路的充电路径P_L、以及经由包括欧姆电阻器R4以及两个二极管D8、D9的串联电路的放电路径P_E与节点N2耦合。节点N3此外与电子开关Q1的控制电极耦合，而电容器C5的另一端子N4与所述电子开关的参考电极耦合。开关Q1的工作电极经由欧姆电阻器R6与电压源V2耦合，所述电压源例如提供15V的直流电压。所述工作电极还与电子开关M3的控制电极耦合，所述电子开关的参考电极与节点N4进而与输入端子E2耦合，也就是说，与参考电势耦合。开关M3的工作电极与驱动单元10耦合。

关于工作原理：在图1中示出的根据本发明的电路装置用于：可靠地确保与SELV输出端相关联的条件。例如在将LED用作为发光机构时，输出电压V_A在任何时间点不允许超出60V的值。此外，输出端A1、A2应相对于负载的短路是安全的，以至于在短路情况下不会出现电路装置的毁坏。

根据本发明的电路装置设计为，在第一步骤中确保及早地对即将出现的过压在达到绝对允许的电压之前进行限制。这通过借助于短路单元12引入次级侧的短路来引起。如果因此在输出端A1、A2上超出通过齐纳二极管D7预设的阈值电压，那么晶闸管D6短路。也能够使用三端双向可控硅开关元件或者晶闸管模拟装置来替代晶闸管。

因为在短路情况下短路的构件经受高的电流负荷，所以根据本发明引起短路电流减小、特别是短路电流切断。对此利用如下知识：在短路情况下，在次级侧上和在初级侧上仅有小的有效功率被转化。所述有效功率基本上由功率构件的损耗功率中得出。所述小的有效分量又在穿过逆变器的开关M1、M2的电流的电流分布中表现出来：半桥电流I_W的平均值几乎趋于零，因为平均值的大小是有效功率的数值。对所述情况的检测借助于在逆变器的下部的开关M2上的分流电阻器R2通过随后对经由电阻器——对此进一步的情况见下文——和电容器C5在分流电阻器R2上截取的信号进行积分来进行。

因为分流电阻器R2由于在其中转换的损耗功率应保持得尽可能小，所以产生如下问题：绝对可用的信号同样是非常小的。例如，电压U_R2对于短路情况而言为10mV并且对于正常运行而言为250mV。因此，所述电压在短路情况下不足以接通开关、例如双极型晶体管。因此在本文中，积分器的充电电阻器不通过单一的电阻器来实现，而是通过包括器件R4、R5、D8、D9和D10的装置来实现。

因为充电路径P_L的二极管与放电路径P_E相比少一个，所以借助等值的电阻器R4和R5将二极管电压的偏移置于平均值信号上。然而，因此在任何情况下都达到开关Q1的接通电压，因为所述接通电压同样是二极管电压，以至于开关Q1在所有的情况下，也就是说不仅在短路情况下、而且在正常运行中是导通的。由于所述原因，电阻器R5被选择为大于电阻器R4，以至于通过附加的二极管实现的偏移再次稍微下降。在此，R5与R4的比值设定为，使得开关Q1在短路情况下不导通、然而在正常的运行情况下已经导通。

借助这种装置，已经允许将驱动单元驱动进而在次级侧短路的情况下引起短路电流的减小、特别是切断。如在上文中已经提到的，优选设有另外的开关M3，所述另外的开关的控制电极与开关Q1的工作电极耦合。在正常的运行情况下，如所提到的那样，开关Q1导通，因此开关M3的控制电极在正常的运行情况下钳位于参考电势。由此，开关M3保持为断开、也就是说不导通。如果现在出现次级侧的短路，那么开关Q1不导通，而开关M3由于其控制电极与电压源V2耦合随后导通。所述信号能够在开关M3的工作电极上用于将驱动单元10相应地驱动，以至于通过所述过程能够触发对逆变器的开关的相应的驱动，所述驱动引起短路电流的减小或者引起逆变器的切断。

通过所描述的处理方法达到下述电平，所述电平如所描述的那样足以驱动双极型晶体管或者MOSFET晶体管。因此，能够放弃使用运算放大器，以至于能够实现尤其低成本的实现方案。

对根据本发明的电路装置的在图1中示出的实施方式尤其有利的情况是：不仅在开关Q1中、而且在生成偏移的二极管D8至D10中出现关于温度强烈波动的二极管路段。因此，如果所有的所述构件热学紧密地彼此耦合，那么能够可靠地补偿所述温度相关的变化。

在根据本发明的电路装置的在图2中示出的实施方式中，与在图1中示出的实施方式不同地，附加地将PTC电阻器R7串联地插入到开关Q1的工作电极和开关M3的控制电极之间。在此其是温度可变的电阻器，所述温度可变的电阻器在冷态下具有低于1kΩ的典型的电阻，并且在高于其“接通温度”时具有明显大于10kΩ的电阻。

如已经提到的那样，在正常的运行状态下，开关Q1导通并且开关M3不导通。如果出现短路情况，那么开关Q1不导通，而开关M3在由电压源V2驱动的情况下转为导通状态。如果现在没有出现短路情况，而是出现呈过高温度的形式的另外的故障条件时，那么通过在图2中示出的实施方式也能够在驱动单元10中检测到所述故障情况，并且接着开始相应地驱动逆变器的开关M1、M2，例如以用于减小功率。

因为如果PTC电阻器R7转为其高阻抗状态，那么开关M3的控制电极不再经由开关Q1钳位于参考电势、而是钳位于电压源V2。由此，开关M3同样如在短路情况中那样导通。将电阻器R6、R7在冷态下并且将R7在热态下选择成，使得在正常的运行情况下，电阻器R7上的电压降小于开关M3的接通电压，并且在过热情况或者短路情况下大于M3的接通电压。因此，借助仅一个附加的构件、即PTC电阻器R7附加地实现了温度切断或者温度反调控。

图3示出根据本发明的电路装置的另一个实施方式。在所述实施方式中，评估电路14具有放大电路，所述放大电路具有两个晶体管Q50和Q51，所述晶体管以电流镜的形式互联。因为分流电阻器R2如在上文中已经描述的那样由于在其中转换的损耗功率应保持为尽可能小，所以确实出现如下问题：绝对可用的信号同样是非常小的。所述实施方式具有如下优点：分流电阻器相对于之前的实施方式能够选择为更小，并且电路因此是更有效的。

晶体管Q50的控制电极与晶体管Q50的工作电极并且与晶体管51的控制电极耦合。节点N2的测量电流经由电阻器R48耦合到电容器C43的极上，其中电容器C43的所述极与晶体管Q50的参考电极耦合。这是放大电路的输入端。晶体管Q51的参考电极与由电阻器R43和电阻器R45组成的串联电路耦合。晶体管Q50的工作电极与电阻器R46耦合，晶体管Q51的工作电极与电阻器R55耦合。晶体管Q51的工作电极与电阻器R55之间的耦合点是放大电路的输出端。这两个电阻器R46和R55的另外的极与电阻器R42耦合，所述电阻器的另外的极又与电压源V2耦合。

在电阻器R55和晶体管Q51的工作电极之间的耦合点与晶体管Q54的控制电极耦合。晶体管Q54的工作电极与驱动单元10耦合。

电容器经由电阻器R48充电到电压U_C43。通过这两个晶体管Q50和Q51的互联，晶体管Q51的参考电极上的电压与电容器C₄₃上的电压U_C43一样大。电压V_SE和V_SA由于构件的互联而一样大。电压V_SE通过电阻器R46上的电压、晶体管Q50上的电压和电容器C43的电压U_C43形成。电压V_SA通过电阻器R55上的电压、晶体管Q51上的电压、电阻器R43上的电压和构成为PTC的电阻器R45上的电压形成。在晶体管Q51的工作电极和电阻器R55之间的节点以V_Gate来表示并且与晶体管Q54的控制电极连接。在晶体管Q54的控制电极和参考电极之间接入电阻器R44和电容器C42。

晶体管Q54优选是MOS-FET，晶体管Q50和Q51优选是双极型晶体管。因为这两个晶体管Q50和Q51以电流镜的类型互联，如果这两个晶体管是相同构造类型的，那么确保了电路的良好的温度补偿。在理想情况下，这两个晶体管被安置到同一模具上并且共用一个壳体。这种晶体管也作为双晶体管已知。

关于工作原理：

只要电路处于正常运行中，那么相对大的信号位于电阻器R2上，因为如已经在上文中描述的那样大量功率在负载中被转换。所述信号引起电容器C43上的相对高的电压。所述电压基于电路的特殊特性传输到输出侧上并且施加到电阻器R43和R45的串联电路上。由于在电阻器R43和电阻器R45组成的串联电路上的电压是相当高的，相对高的电流也流过沿着VSA的路径。由电阻器R43和电阻器R45组成的串联电路比电阻器R55小得多的事实引起：点V_Gate相当接近于评估电路14的参考电势。由此，MOS-FET Q54关断。晶体管Q51上的集电极-发射极路段的电阻由于高电流同样是相当小的。

在故障情况下，如在上文中所描述的那样，晶闸管D6短路，并且电路的转换的功率与在正常情况下相比明显更小。由此，半桥电流I_W的平均值也几乎趋于零，从而电阻器R2上的信号变得非常小，这造成电容器C43上的明显更低的电压。由此，由电阻器R43和电阻器R45组成的串联电路上的电压是相应低的，这引起穿过沿着VSA的路径的低得多的电流。由于较低的电流，电阻器R43、R45和R55上的电压明显更低。但是，因为总电压VSA由于电压源V2仍必须是同样高的，所以差值由晶体管51来接收。也就是说，与在正常运行的情况下相比，明显更高的电压位于晶体管Q51的集电极-发射极路段上。这种情形引起点V_Gate上明显更高的电势，由此，MOS-FET Q54接通并且将故障情况报告给驱动单元10。经由设计电阻器R55和R43/R45的尺寸，能够调整电容器电压U_C43的阈值，从所述阈值起，晶体管Q54接通。

图4的电路装置类似于图3的电路装置，因此仅描述与根据图3的电路装置的不同之处。

图4的评估电路14相应于图3的评估电路14，仅电压源V2不同地互联。根据图4的实施方式解决了如下问题：在电路起动时，可能出现不可预见的状态，所述状态引起半桥的、进而转换器的提前切断。所述问题尤其关于辅助电源电压如V2是已知的。在电路起动时，辅助电压主要经由给电容器充电的电阻器生成。因为这种电压源是非常高阻抗的，所以在这里可能出现电压骤降，所述电压骤降引起电路的不可预见的状态。因此，在该实施方式中经由两个二极管D11和D12引导电压源V2。在此，电压源V2的正输出端与二极管D12的负极耦合。二极管D12的正极与电容器C3的端子和二极管D11的负极耦合。二极管D11的正极与半桥的参考电势耦合。通过所述措施，电压源不再用于为评估电路14馈电。在半桥运行时才经由开关减载电容器C3来实现对评估电路14的馈电。所述开关减载电容器根据半桥的接通状态具有在半桥的参考电势和电压源V2的最大电压之间的电压，因为更高的电压经由二极管D12流出到电压源V2中。通过电容器C3上的电压，电流经由电阻器R42流动并且对电容器C41充电，所述电容器用于为电流镜馈电。电阻器R42和存储电容器C41的大小必须匹配于评估电路14的电流需求。

通过所述措施，那么，在半桥工作从而电压源V2的电压稳定并且评估电路14的供给电压被保证时，评估电路14才被馈送运行电压。

Claims

1.一种用于运行至少一个发光机构的电路装置，包括：

-输入端，所述输入端具有第一输入端子（E1）和第二输入端子（E2）以用于与直流电源电压（V1）耦合；

-逆变器，所述逆变器包括至少一个第一电子开关（M1）和一个第二电子开关（M2），所述第一电子开关和所述第二电子开关在构成桥中间点（HBM）的情况下串联地耦合到所述第一输入端子（E1）和所述第二输入端子（E2）之间；

-输出端，所述输出端具有第一输出端子（A1）和第二输出端子（A2）以用于将输出电压（V_A）提供给至少一个所述发光机构；

-至少用于所述第一电子开关（M1）和所述第二电子开关（M2）的驱动单元（10）；以及

-电流测量单元（R2），所述电流测量单元设计并且设置为：测量穿过所述逆变器的电流（I_W）；

其特征在于，

所述电路装置此外包括：

-短路单元（12），所述短路单元与所述输出端并联地耦合并且设计为：当所述输出电压（V_A）超出可预设的第一阈值时，将所述输出端短路；以及

-评估单元（14），所述评估单元与所述电流测量单元耦合并且设计为：确定穿过所述逆变器的电流（I_W）的平均值，并且当所述平均值低于可预设的第二阈值时，驱动所述驱动单元（10），使得所述驱动单元通过至少相应地驱动所述第一电子开关（M1）和所述第二电子开关（M2）来影响所述逆变器的运行，使得至少减小所述短路单元（12）中的电流（I_K）。

2.根据权利要求1所述的电路装置，

其特征在于，

所述评估单元（14）设计为：当所述平均值低于可预设的所述第二阈值时，驱动所述驱动单元（10），使得所述驱动单元通过至少相应地驱动所述第一电子开关（M1）和所述第二电子开关（M2）来停止所述逆变器的运行，或者特别是通过改变所述逆变器的频率，将所述短路单元（12）中的电流（I_K）设定成正的、但是振幅减小的值。

3.根据权利要求1或2所述的电路装置，

其特征在于，

所述短路单元（12）包括击穿单元（D6），特别是具有三端双向可控硅开关元件或者晶闸管的功能的击穿单元。

4.根据权利要求3所述的电路装置，

其特征在于，

所述短路单元（12）包括电压限制单元（D4），特别是齐纳二极管、TVS二极管、DIAC或者电压基准器，借助所述电压限制单元能够设定可预设的所述第一阈值，其中所述电压限制单元（D4）与所述击穿单元（D6）耦合，使得如果所述输出电压（V_A）超出可预设的所述第一阈值，那么所述击穿单元（D6）击穿。

5.根据上述权利要求中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述评估单元（14）包括第一电容器（C5）以及至少一个第三电子开关（Q1），其中所述第一电容器（C5）与所述第三电子开关（Q1）耦合，使得当降落在所述第一电容器（C5）上的电压超出可预设的第三阈值时，所述第三电子开关导通。

6.根据权利要求5所述的电路装置，

其特征在于，

所述评估单元（14）包括充电路径（P_L）和放电路径（P_E），所述充电路径和所述放电路径耦合到所述电流测量单元和所述第一电容器（C5）之间，其中所述充电路径（P_L）设计为，使得在运行中沿着所述充电路径（P_L）降落的电压小于在运行中在所述放电路径（P_E）上降落的电压，特别是小至少一个二极管电压。

7.根据权利要求6所述的电路装置，

其特征在于，

所述充电路径（P_L）至少包括第一二极管（D10）和第一欧姆电阻器（R5）的串联电路，其中所述放电路径（P_E）至少包括第二二极管（D8）、第三二极管（D9）以及第二欧姆电阻器（R4）的串联电路。

8.根据权利要求7所述的电路装置，

其特征在于，

所述第一欧姆电阻器（R5）大于所述第二欧姆电阻器（R4）。

9.根据权利要求5至8中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述电容器（C5）耦合到所述第三电子开关（Q1）的控制电极和参考电极之间，其中所述第三电子开关（Q1）的工作电极与电源电压（V2）耦合。

10.根据权利要求9所述的电路装置，

其特征在于，

在所述第三电子开关（Q1）的工作电极和所述电源电压（V2）之间耦合有第三欧姆电阻器（R6）或者第三欧姆电阻器（R6）和第一PTC电阻器（R7）的串联电路。

11.根据权利要求9或10所述的电路装置，

其特征在于，

所述第三电子开关（Q1）的工作电极与所述驱动单元（10）耦合。

12.根据权利要求9至11中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述评估单元（14）还包括第四电子开关（M3），所述第四电子开关的控制电极与所述第三电子开关（Q1）的工作电极耦合，所述第四电子开关的参考电极与参考电势耦合并且所述第四电子开关的工作电极与所述驱动单元（10）耦合。

13.根据引用权利要求10的权利要求12所述的电路装置，

其特征在于，

所述第一PTC电阻器（R7）设置在所述第四电子开关（M3）的控制电极和所述第三电子开关（Q1）的工作电极之间。

14.根据权利要求5至13中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述第三电子开关（Q1）构成为双极型晶体管或者所述第四电子开关（M3）构成为MOSFET。

15.根据上述权利要求中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

在所述电路装置的所述逆变器和所述输出端之间耦合有变压器（Tr），以用于将所述电路装置的所述输入端与其输出端直流隔离。

16.根据权利要求15所述的电路装置，

其特征在于，

所述电路装置还包括整流器（D1,D2,D3,D4），其中所述变压器（Tr）的次级侧与所述整流器（D1,D2,D3,D4）的输入端耦合并且所述整流器（D1,D2,D3,D4）的输出端与所述电路装置的所述输出端耦合。

17.根据上述权利要求1至4中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述评估单元（14）包括：

-放大电路（Q50,Q51,C43,R43,R45,R46,R55），所述放大电路具有第四电子开关（Q50）和第五电子开关（Q51）；

-第二电容器（C43），所述第二电容器经由充电路径（R48）充电，并且与所述放大电路的输入端耦合；以及

-第六电子开关（Q54），

其中所述放大电路在其输出端上设定下述电压，所述电压与所述第二电容器（C43）上的电压成比例，并且所述第六电子开关（Q54）根据所述第二电容器（C43）上的电压的可预设的第三阈值来接通，以便指明：穿过所述逆变器的电流（I_W）的平均值低于可预设的第二阈值，并且所述第六电子开关（Q54）驱动所述驱动单元（10），使得所述驱动单元通过至少相应地驱动所述第一电子开关（M1）和所述第二电子开关（M2）来影响所述逆变器的运行，使得至少减小所述短路单元（12）中的电流（I_K）。

18.根据权利要求17所述的电路装置，

其特征在于，

所述第四开关（Q50）和所述第五开关（Q51）是双极型晶体管并且作为电流镜接通。

19.根据权利要求18所述的电路装置，

其特征在于，

所述放大电路的输入侧具有由第四欧姆电阻器（R46）、在所述第四晶体管（Q50）的工作电极和参考电极之间的路段和所述第二电容器（C43）的串联电路组成的布线。

20.根据权利要求17至19中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述放大电路的输出侧具有第五欧姆电阻器（R55）、在所述第五晶体管（Q51）的工作电极和参考电极之间的路段以及第六欧姆电阻器（R43）和第二PTC电阻器（R45）的串联电路。

21.根据权利要求20所述的电路装置，

其特征在于，

所述第六欧姆电阻器（R43）和所述第二PTC电阻器（R45）的串联电路的电阻值小于所述第五欧姆电阻器（R55）的值。

22.根据上述权利要求中任一项所述的电路装置，

其特征在于，

所述第六电子开关（Q54）的控制电极与在所述第五欧姆电阻器（R55）和所述第五晶体管（Q51）的工作电极之间的连接点耦合，并且所述第六电子开关的工作电极与所述驱动单元（10）耦合。

23.一种用于借助于电路装置运行至少一个发光机构的方法，所述电路装置包括：输入端，所述输入端具有第一输入端子（E1）和第二输入端子（E2）以用于与直流电源电压（V1）耦合；逆变器，所述逆变器包括至少一个第一电子开关（M1）和一个第二电子开关（M2），所述第一电子开关和所述第二电子开关在构成桥中间点（HBM）的情况下串联地耦合到所述第一输入端子（E1）和所述第二输入端子（E2）之间；输出端，所述输出端具有第一输出端子（A1）和第二输出端子（A2）以用于将输出电压（V_A）提供给至少一个所述发光机构；至少用于所述第一电子开关（M1）和所述第二电子开关（M2）的驱动单元（10）；以及电流测量单元，所述电流测量单元设计并且设置为：测量穿过所述逆变器的电流（I_W）；

其特征在于下述步骤：

a）当所述输出电压（V_A）超出可预设的第一阈值时，将所述输出端短路；

b）确定穿过所述逆变器的电流（I_W）的平均值；以及

c）当所述平均值低于可预设的第二阈值时：驱动所述驱动单元（10），使得所述驱动单元通过至少相应地驱动所述第一电子开关（M1）和所述第二电子开关（M2）来影响所述逆变器的运行，使得至少减小所述短路单元（12）中的电流（I_K）。