CN104024878A

CN104024878A - 距离测量装置

Info

Publication number: CN104024878A
Application number: CN201280054112.4A
Authority: CN
Inventors: K·吉热; R·梅茨勒; B·菲格尔
Original assignee: Leica Geosystems AG
Current assignee: Leica Geosystems AG
Priority date: 2011-11-04
Filing date: 2012-10-31
Publication date: 2014-09-03
Anticipated expiration: 2032-10-31
Also published as: EP2589980A1; WO2013064570A1; EP2773976A1; CN104024878B; US9599713B2; US20140307248A1; EP2773976B1

Abstract

本发明涉及电光距离测量装置，更具体地说，涉及激光测距仪，该电光距离测量装置包括：发送单元，其用于发送强度调制光辐射；接收单元，其用于接收所述光辐射的从光敏电组件中的目标反射回来的一部分，并将该部分转换为电接收信号；输入滤波器，其用于对接收信号进行滤波；模数转换器，其用于将经滤波的接收信号数字化；以及电子分析单元，其利用经数字化的接收信号基于信号传播时间来计算从测距仪到目标对象的距离。所述输入滤波器被实现为离散时间连续值滤波器结构，更具体地，被实现为数字滤波器结构。

Description

距离测量装置

本发明涉及根据权利要求1的前序部分所述的距离测量装置以及根据权利要求12的前序部分所述的距离测量方法。

在电光距离测量装置(EDM)中，例如当光辐射采取激光的形式时，光信号从仪器沿着目标对象(需要确定其距离)的方向发射。为了能够识别目标对象上的作为测量目标的点，在这种情况下可使用可见光。目标对象的表面通常采取漫反射的形式反射至少一部分光信号。所反射的光辐射通过仪器中的光敏元件而被转换为电信号。已知光信号的传播速度并且借助于所确定的覆盖从仪器至目标对象并返回的距离所需的传播时间，可以确定仪器与目标对象之间的距离。在这种情况下，用于波束成形、偏转、滤波等的光学组件(诸如，例如透镜、波长滤波器、反射镜等)通常被布置在光发送和/或接收路径中。为了补偿可能破坏测量结果的影响(例如温度影响、组件公差、电子组件的漂移等)，可引导所发射的光信号的一部分经由从光源至光敏感接收元件的已知长度的参考路径作为参考信号。在这种情况下，参考路径可被固定地包含在仪器中，或者被设计为例如可枢转或插塞的偏转元件。得自所述参考信号的接收信号可通过用于测量的光敏元件或专用光敏元件来接收。所得到的电参考信号可用于参考/校准确定的测量的值。

为了获得对应高精度的距离测量，由于光辐射在自由空间中的高传播速度，所以对距离测量的时间分辨率能力的需求极高。以举例的方式，对于1mm的距离分辨率，需要精度为大约6.6皮秒(picosecond)的时间分辨率。

在这种情况下，对所发射的光信号的强度振幅进行调制。除光信号以外，也可类似地使用具有其它波长的电磁波，例如雷达波、超声波等。

然而，关于可发射的信号功率，对本文考虑的电光EDM预定义了限制。在这点上，当发射激光时，人眼安全确定允许发射的最大容许平均信号功率。但是，为了获得对可被接收器检测的足够强的信号强度的测量，采用脉冲式操作。发射具有高峰值功率的短脉冲，随后是无信号发射的暂停。因此，脉冲的反射部分具有足够高的强度，以能够根据背景干扰和噪声(具体地说，即使当存在背景光(日光、人工照明等)时)来评估反射部分的强度。

如EP1957668中所述，例如，发射脉冲包之后在无脉冲发射的情况下暂停–所谓的突发脉冲(burst)操作–尤其不仅提供了信号的平均功率降低的优点，而且还提供了可实现的信噪比(SNR)的优点。首先，因此，在有源突发脉冲时间期间，信号强度可对应地高于连续发射的情况–不超过处理中的平均功率限制。其次，而且，仅在有源突发脉冲期间的时间窗中而非在消隐间隔期间发生噪声，这是因为在消隐间隔期间不进行信号评估。通过突发脉冲的例如0.1或1:10或10％(10％的信号发射的突发脉冲期间+90％的暂停)的占空比，因此，可实现将SNR提高大约(1/占空比)的平方根，也就是说，在10％的示例中，因数提高超过3。每包的脉冲数可根据评估概念和测量情况而变化，直到单独的脉冲(在这种情况下，通常不再采用术语突发脉冲)。

为了确定信号的传播时间，首先已知确定光脉冲的发射和接收之间的时间的所谓的飞行时间(TOF)方法，其中，借助于脉冲形状的边缘、峰值或一些其它特征实现了时间测量。在这种情况下，应该理解脉冲形状意味着由光敏元件检测到的接收信号(具体地说，接收光脉冲)的时间光强度分布。在这种情况下，可借助于电触发脉冲、借助于施加至发送器的信号或者借助于上述参考信号来确定发送的时间点。

在距离测量中，如果信号传播时间超过脉冲或突发脉冲传输速率的倒数则可产生不确定性，并且因此多个信号同时在仪器与测量对象之间行进，结果，接收脉冲或接收突发脉冲可不再明确地分配给其相应的发送脉冲或发送突发脉冲。因此，在不进行进一步测量的情况下，不清楚是否测量了距离或其整倍数。

其次，已知所谓的相位测量原理，其通过比较发送信号和接收信号的振幅调制的相位角来确定信号传播时间。然而，在这种情况下，就一个发送频率在信号周期期间的单元中具有不确定性而言的测量结果，解决这些不确定性的进一步测量是必要的。以举例的方式，WO2006/063740公开了利用多个信号频率的测量，其导致了不同的明确的范围，结果，可排除不正确的方案。WO2007/022927还涉及了相位测量的确定性。

在EDM中，由于需要高时间分辨率，因此已知的是，通过将通过光电元件接收的输入信号外差下变频为较低频的基带来对接收信号进行时间展宽(除直接信号评估以外)。可更容易地评估慢基带信号，但是在下变频期间在未被利用的情况下损失了相当大部分的信号信息和信号能量。在例如WO2006/063740中也涉及了这个主题。针对该目的所需要的高频混频器提出了另一挑战，这是由于它们在它们的实施方式中是复杂的并且通常也是非线性的。以举例的方式，针对该目的通常用作混频二极管的雪崩光电二极管(APD)一方面就驱动技术而言是复杂的，另一方面也仅产生中等良好的混频结果。

而且，针对混频目的，需要在所述系统中采用多个频率或相位偏移信号。这些频率或相位偏移信号尤其在评估电子器件时往往产生严重的串扰效果和测量信号的相关干扰。而且，也往往(例如通过合成器、PLL、DLL等)产生不同频率，为此，需要更多的系统组件。而且，频率和/或相位改变总是在电子器件中(尤其是模拟滤波器和组件中)需要特定的瞬变恢复时间。

EDM的电子系统中的信号、供给等需要进行对应的滤波以抑制干扰，经证明，就改变频率而言，这可产生额外的困难。而且，在测量期间，滤波器的瞬变过程可延长需要的评估时间，或者降低评估性能。以举例的方式，就突发脉冲操作而言，接收的突发脉冲的第一脉冲通常不能用于评估，这是因为它们由于电子器件中的瞬变过程而常常被破坏。而且，使用的HF滤波器电路应该按照离散和模拟方式构造，这是因为数字滤波应该首先利用非常高的时间分辨率数字化，例如在手持式工地测量仪器中，这是不可行的(或至少在经济上不可行)。然而，与数字滤波相反，模拟滤波极大地限制了可实现的滤波器特性以及滤波器参数适应性调整(尤其是关于传播时间)的选项。

除了混频EDM系统之外，所谓的直接采样或HF采样系统也是已知的。在这些系统中，将光敏元件的高频(如果适当放大和/或互阻转换)输出信号作为高频(HF)信号直接馈送至模数转换(ADC)。由于在距离测量中需要高时间分辨率，所以需要所谓的对应的快速和更昂贵的(超)高速ADC。这些快速和高分辨率ADC过于昂贵从而不能用于例如手持式工地测量仪器，并且具有过高功耗，并且在这种情况下使用的半导体结构是高度专业化的并且通常不能利用标准半导体工艺来生产。如果相对于市售的标准ADC的分辨率考虑采样率，则按照大拇指规则，采样频率的加倍伴随有例如振幅分辨率减少一比特。模数转换器的采样频率增大因此通常伴随有比特深度或振幅分辨率的减少，然而，这对于精确确定相位角来说是重要的，这是因为一比特分辨率的极端情况将实际上对应于TOF测量。在快速和高分辨率模数转换期间出现的大量数字测量数据的进一步处理(尤其是实时处理)也产生了针对评估硬件的巨大需求，这也伴随有增大的功耗等。

此外，每个数字化也带来了关于采样频率的倍数的下变频——所谓的混叠(aliasing)。因此，在数字化的上游需要尽可能陡峭的对应的信号滤波器，所述滤波器充分地抑制高于ADC的采样频率的一半的这些混叠频率，以避免测量信号由于混叠影响而被破坏，或者将破坏降低至可接受的程度。在这种情况下，严格地说，采样频率的一半对应于要数字化的测量信号的带宽(其中，带宽不一定在基带中——也就是说不需要从零频率开始)。混叠滤波所需的模拟高阶高频滤波器就它们的电路构造而言通常对应地复杂，并且就所需的高阶而言，往往自由振荡或不稳定。此外，对于精确的距离测量，具有线性相位响应的滤波器是期望的，以进行将要尽可能独立于频率评估的脉冲的群延迟，进而避免脉冲形状的分散或者使脉冲形状的分散最小化。甚至就包括参考信号的评估而言，评估电路的这种影响不能被补偿，或者仅可部分补偿。

以举例的方式，WO2011/076907公开了直接采样距离测量装置，该直接采样距离测量装置包括至少7阶低通滤波器，该7阶低通滤波器作为HF信号的模数转换(利用快速ADC)的上游的混叠滤波器。US2004/135992描述了一种距离测量装置，该距离测量装置包括作为输入级的模拟谐振放大器和谐振放大器输出的后续的信号数字化。在通过数字计算机进行距离确定的环境中，还描述了数字化的接收信号的后续的IIR或FIR滤波的可能性。

作为混叠滤波器，从数字滤波器技术已知的有限冲击响应滤波器(FIR滤波器)将由于它们的滤波器特性(在宽范围内可配置和可参数化)而很好地适用。然而，这些滤波器以数字方式实现，而在数字化之前必须已经抑制混叠，这是因为在数字化表示中，实际上不再能够从实际测量信号中区分它们。在本文描述的申请中不考虑用于数字混叠滤波的过采样方法，因为本申请管理的方式中高采样频率已经是必须的。因此，数字滤波器(尤其是FIR滤波器)在现有技术中仅用于数字化之后，因此不用于避免混叠，而是用于其它信号调节。

电子器件中的串扰效果还构成了关于在现有技术中实现高距离精度的另一限制因子。在这种情况下，首先，短脉冲具有高振幅值(按照本申请管理的方式所期望的)的发送器是潜在的宽带干扰源。

而且，具有针对相同电子器件板的距离评估所需的各种频率和/或相位角的信号也证明是关于串扰有问题的，尤其就直接HF采样而言。据证明，系统中的不同频率的对应的滤波或一些其它抑制是困难的，尤其具有(至少近似)相同频率的相移信号也是如此。如果使用相对于发送频率和/或采样频率平移的混合频率，则这些频率可干扰接收模块的通常灵敏地设计的模拟电路，并使测量信号被破坏或在其上叠加额外的干扰。

概括而言，在利用高频直接采样(HF采样)的激光距离测量领域建立本发明。在该技术中，优选地，对所接收到的调制的高频信号进行采样，而不用模拟混频。在这种情况下，针对信号传播时间的精确的评估，为了获得足够的支持值，在现有技术中，必须用比要评估的信号频率高的速率对HF信号进行采样，根据采样原理，至少以所谓的尼奎斯特频率(或更高，这也表示过采样)来进行采样。

本发明的一个目的在于改进光电距离测量装置，尤其是实现距离测量精度、测量速率的提高和/或灵敏度的提高。

这种情况下的一个目的在于改进EDM中的接收信号的评估，具体地说，关于抑制干扰和改进可实现的信噪比。

另一目的具体地说在于从经济的角度改进光敏元件的高频输出信号的采样，诸如减小所需的数字化速率、在仪器生产期间避免模拟调谐处理、减少组件数量和组件成本。

这种情况下的一个特定目的尤其在于，在借助于数字化的信号信息评估传播时间或距离之前调节接收信号。在这种情况下，一个部分目的还在于改进EDM的接收电路中的信号滤波。在这种情况下，另一部分目的包括避免EDM系统中的串扰，以及开发对应地调节的测量和评估概念，其本身也可被看作独立的发明。

根据本发明，在这种情况下，在EDM接收电路中引入了数字滤波器结构的优点，在这种情况下不需要例如在具有符合接收信号的尼奎斯特条件的直接ADC转换的EDM接收电路(或者甚至具有过采样和混叠的FIR滤波的系统)的环境中的高时间分辨率和振幅分辨率的模数转换。

利用滤波器结构的离散时间和连续值实现来实现这一点。在这种情况下，具有例如诸如从FIR滤波器已知的有限冲击响应的离散时间滤波的优点与模拟信号表示组合。在这种情况下，离散时间构造开发了从数字滤波已知的诸如例如柔性参数化能力、瞬变响应、稳定性等的优点。在这种情况下，模拟信号表示和处理避免了量化影响和高数据速率以及用于快速数字计算单元用于实现滤波器算法的信号处理的相关需求。

利用因此实现的有效和有意义的滤波，因此可以例如也利用对本来有问题的混叠频率范围的目标抑制来执行根据本发明滤波的信号的欠采样，在这种情况下，不会明显损坏测量结果。因此，可通过低时间速率执行模数转换，从而可例如避免高度专业化的快速ADC。

尤其是，由于这种结构可通过标准半导体工艺实现，因此这种结构可经济地集成在一个EDM评估电路中。

本发明涉及一种电光距离测量装置，尤其是激光距离测量装置，该电光距离测量装置包括：

发送单元，具体地包括激光二极管和激光二极管驱动器，该发送单元用于发射强度调制的光辐射，具体地是具有突发脉冲速率、突发脉冲占空比和突发脉冲中的脉冲频率的突发脉冲调制的辐射；

接收单元，其用于利用具体为光电二极管的具有电输出信号的光敏电组件来接收光辐射的一部分作为接收信号，所述部分被从目标对象反射；

输入滤波器，其用于对接收信号进行滤波；

模数转换器，其用于将经滤波的接收信号数字化；以及

电子评估单元，其借助于数字化的接收信号来基于信号传播时间确定从距离测量装置至目标对象的距离。

在这种情况下，输入滤波器具体地是按照离散时间和连续值方式实现的数字滤波器结构，具体地是FIR滤波器结构。

输入滤波器可被构造为具有时间量化、接收信号的采样转换级、利用系数对振幅值进行加权的模拟加权级、模拟求和级和离散时间输出级。

根据本发明，也可利用比接收信号的实际尼奎斯特频率低的频率对接收电路进行采样。然而，在这种情况下，抗混叠滤波器产生的需求增加。这种欠采样能够在EDM中实现(具体地说，通过利用标准电子组件或标准半导体工艺)高频信号的经济的采样和数字化，并且由于其需要较低的时钟率，因此也具有中等功耗。

针对欠采样，其中

f_s≤2·f_sig

其中：fs＝采样频率，

f_sig＝信号频率，

就通过信号频率的两倍或更高进行采样(例如通常被工程师使用的三联规则)而言，滤波产生的需求显著较高。在A/D转换的常规混叠滤波的上游，如教科书中所述，简单的低通滤波器就已经足够了，例如优选地具有相应的高阶，例如4阶或6阶。

在给定的频率f_{n_att}时混叠波段的抑制：

f_{n_att}＝f_sig+n·f_s

其中：n＝E(N)，

然而，这里，就欠采样而言，为了一定程度地抑制作为混叠和光谱反射的结果的欠采样支配的干扰影响以可实现足够的测量精度，所述抑制为例如至少20dB或更多。尤其是，在这种情况下，可与感兴趣的测量信号的频率波段叠加的混叠相关的频率范围应该衰减，优选地，衰减至甚至大于以上以举例方式所述的20dB的程度。在这种情况下，输入滤波器因此尤其实现为模数转换器的上游的混叠滤波器。

为了能够符合这些需求，例如可使用与采样中间频率滤波器相似的基本结构。在例如WO2009/062306中描述了用于通信系统的这种滤波器的一个实施方式。以相同申请人名义的WO2011/082481描述了一种用于并行接收诸如就GPS接收器而言出现的不同频率的更多接收信号的RF接收器电路。

根据在EDM的接收电路中根据本发明使用的滤波器，可实现例如20dB或更大的范围内(尤其是图像和/或混叠波段的频率范围内)的高衰减。此外，按照这种方式构造的滤波器不需要在生产时修整芯片，衰减特征在整个温度范围上稳定，并且滤波器也抗老化。

因此，根据本发明的一个发展形式可以是欠采样和根据本发明的滤波器的组合。这使得HF采样概念经济上能够实现，尤其是由于利用标准半导体工艺的实际可实现性使得能够低成本地制造接收电路，作为单芯片系统或多芯片系统。

所谓的采样中间频率滤波器在电信中已知用于无线通信系统的接收级，诸如Bluetooth或Zigbee。使用的原理可描述为构造有离散(或模拟)设计并且执行输入信号的时间量化采样的FIR滤波器的实施方式。在这种情况下，其设计结构可针对按照偏离传统FIR标准形式的根据本发明的实施方式优化，但是结构上其主要构成FIR滤波器的实施方式。然而，与纯数字FIR滤波器对应部件相反，这种情况下的信号振幅值不被离散化或数字化，而是以模拟方式进行处理。就对应的构造而言，该滤波器结构可实现对混叠(或图像)频率的高抑制。这种滤波器可因此执行对接收信号的有效调节，通过这一点尽管欠采样也可高度抑制混叠效果。因此，滤波器的输出信号可直接送进至模数转换(ADC)，而不用进一步混叠滤波或混频器级。作为对应地高度抑制不期望的光谱范围的结果，在这种情况下，可甚至按照欠采样操作执行信号评估，通过相对慢或中等快速的ADC，在此时不发生作为混叠后生现象的结果严重发生的信号破坏。

与EDM中的已知直接采样方法比较，利用根据本发明的滤波，ADC产生的关于采样率(＝时间分辨率)的需求根据本发明也可明显放松，此时不发生信号质量的损失。这还具有例如关于电路的能耗和空间需求的正面的影响。而且，这种滤波器的一个优点是实际上不需要滤波器的瞬变恢复时间。

通信技术中滤波器的使用和结构是不同的，并且为了使这种结构适于EDM需求，对该基本概念的对应的修改和构造是必要的。由于在电光距离测量期间使用的信号和所述信号的评估需求，EDM需要与电信中的信号发送系统不同的设计标准。不仅使用的信号特征，而且EDM中的干扰特征都是不同的。在这点上，纯粹基于功能原理，就EDM而言待评估的信号参数用于精确确定信号传播时间，这在通信系统中并不重要。相反，在这种信息发送系统中，模拟系统中的发送信号波形的忠实重构或认为二进制状态等同于数字系统中的对应高信噪比是重要的。在通信系统中，在所谓的多样化接收的环境中多数考虑时间位移，而不是为了确定距离的目的，而是仅用于提高接收质量。在发展EDM时的设计目标因此与电信中的不同，在所有情况下，通信技术的已知接收器电路在EDM中不能按照明显方式使用，也不能一对一地使用。

EDM的待评估的信号特征也不与通信系统的那些特征进行比较。电信系统仅具有确保来自发送信号的数据重构的任务。本文描述的EDM采用光脉冲包，并且必须确定其相对于后散射测量对象的表面来回的信号传播时间。也可借助于通过具有已知长度的内部参考路径引导的光部分的传播时间的不同(与从目标对象后散射的光部分比较)来进行高度精确的时间确定。为了对应地实现高时间分辨率，脉冲的相位角在这种情况下是关键的，其可根据本发明利用按照时间扩展表示的欠采样来进行评估。

由于EDM中的发送器和接收器产生的高同步需求，现有技术中的这些两个电路部分在电路板上集成在一起或者甚至在一个芯片上集成在一起。具有光电二极管的载体元件至多针对对准目的以可动方式相对于发送器布置，如例如EP1913416中公开的。然而，发送器和接收器的关联的信号产生、信号评估和信号处理在这种情况下集成在相同的电子单元上。

距离测量装置中的主要难点是避免信号串扰，尤其是如果执行了输入信号的HF采样。为了关于电磁干扰的发送实现发送器和接收器的最佳分离，这里可在每种情况下利用分离的印刷电路板或利用集成到对应分离的芯片中来获得发送电路和接收电路。

在这种情况下，输入电路(具体地说，至少根据本发明的抗混叠滤波器)和A/D转换器集成在作为主芯片的第一芯片上。此外，主芯片可例如也含有用于执行确定距离所需的数据处理的处理器核。该芯片可仅通过从其一体地衍生的单个时钟率或时钟信号来操作，结果，通过设计避免或至少减少了内部串扰。而且，经证明，例如电源滤波器等的任何需要的外部滤波器的设计如果仅针对一种频率设计则对应地简单。根据本发明，缺少接收器中的频率或相移混合信号(在现有技术中，这些信号需要馈送至例如相对高电压(具体地说，与待评估的可用信号相比)的形式的雪崩光电二极管)可有利于减少串扰行为。尤其就外差混频而言，信号串扰是干扰的重要源，由于混合的信号必须以频率或相移方式存在，也就是说相对于其余评估电路异步的方式，并且通常不能简单地被过滤掉。

根据本发明的该进一步方面，接收器芯片或接收器电路板内部同步。在一秒内产生的时间展宽所需的相移信号将发送芯片或激光驱动器IC(或分离的发送电路板)分离。

换句话说，根据距离测量装置的该部分方面，发送单元和接收单元被实现为两个分离、独立的电子组件，尤其是其中这两个分离、独立的电子组件通过通信线路和时钟同步线路彼此连接。具体地说，在这种情况下，通信线路是单向的，并且其数据传送与时钟同步线路的时钟同步地发生。

为了最小化串扰，还有利的是，最小化两个芯片或电路板之间的连接数量。在这种情况下，仅沿着一个方向(优选地从干扰敏感接收电路朝阻抗更大的发送电路)发生的通信也是有利的。因此，发送电路上的异步信号不能提供经历与接收电路的串扰的任何机会。在这种情况下，在发送器中，可使用各种电路构造，例如包括EP专利申请No.11180282中描述的电路的构造。

而且，在电路板布局和仪器设计中的两个分离的芯片或电路板之间，可提供EMI屏蔽件(例如在所有印刷电路板层中作为地面、相邻和通过地面潜在干扰的电路部分的封装、将所有层中两个电路的导体迹线分离等)，其防止通过电磁波的串扰或使其衰减。

而且，发送器和接收器二者可通过专用(具体地说)调谐电源滤波器连接至仪器电源，结果，也可避免或减少通过电源路径的连接。

两个芯片可例如通过与采样或发送频率相比而言慢的时钟线路彼此连接并彼此同步。在发送芯片中，慢同步时钟可利用PLL再次对应地加快，并且可从中产生所需的操作时钟，保持同步。为了实现良好的同步，同步信号可从接收器的主芯片上的内部PLL而非从晶体振荡器放出，从而发送单元和接收单元可内部高度同步。用于同步或通信的相对低频的发送首先需要较少能量，其次允许使用常用CMOS驱动器而非特殊通信驱动器(例如，差动信号、LVDS等)。在较低频率还减少电磁发射行为。通过与时钟线同步的数据线来实现发送器的构造和驱动。为了避免串扰，所述数据线可设计为仅单向的。在这种情况下，以举例的方式，沿着一个方向的串扰可已经通过通信和同步线路的输入和输出阻抗的选择而最小化，就快速阻抗匹配的通信线路的形式而言，这是不可能的。

因此，发送器和接收器的两个PLL相对于彼此调谐；也就是说，可能存在于接收器芯片上的PLL中的抖动也传递至发送器芯片。

换句话说，因此，根据本发明的该部分方面，关于串扰导致困难的异步信号局部从评估电子器件朝着分离构造的发送部分转移。这允许电磁分离(具体地说，还利用分离的电压源电路以及沿着发送器的方向来自干扰灵敏接收器的同步、单向通信)，其通常是EDM系统中的干扰的主要起因之一。而且，发送器芯片很多时候可作为集成电路生产(例如作为具有非常小的结构性大小的ASIC)，其提供了关于干扰发射的其它优点。类似地，接收器单元的集成的紧凑构造关于干扰信号的出现也是有利的。

也可利用利用描述的突发脉冲原理的电光距离测量，用于实现执行对同时粗略测量和精细测量的评估。根据描述，结合对应高时间脉冲间隔的光脉冲或脉冲包的TOF测量很好地适于获得明确的距离测量，但是在这种情况下难以实现高分辨率时间测量，尤其是单独脉冲的高分辨率时间测量，因此，其表示为粗略测量。

相比之下，可通过数字化脉冲形状和按照高时间分辨率方式确定一个或多个脉冲的相位角来实现所谓的精细测量。然而，由于信号周期性，其不能明确地而是通常不明确地分配给单个距离。此外，针对精细测量的目的，可例如每突发脉冲间隔循环发射发送信号，同时相对于所述同步的接收器具有相位偏移。在每种情况下通过发送频率的周期的整体部分，这种偏移可例如利用发送单元中的PLL或DLL单元在发送器中局部地产生，例如作为相位偏移。因此，在每个相位偏移，通过接收器在脉冲中的不同位置采样脉冲形状，这带来了脉冲形状的增加的分辨率(与就具有ETS采样的示波镜而言的周期信号的时间扩展表示相比，但是此时发送器移位而非接收器)。利用描述的发送器和接收器的分离，虽然存在相位偏移，但在这种情况下可将串扰保持得很小。相位偏移的改变可在每种情况下在没有信号发射的时间点(也就是说例如有源突发脉冲之间)发生。可能瞬变或稳定处理因此对发射的信号无影响。

换句话说，距离测量装置借助于突发脉冲的发射和突发脉冲的接收之间的传播时间(例如借助于突发脉冲的包络线)执行例如距离精度大于10cm的距离的粗略测量，以及例如借助于在突发脉冲内调制的至少两个信号波形的二进制相关执行例如距离精度小于10cm尤其是小于1cm的距离的精细测量。在这种情况下，为了借助于相同的突发脉冲调制的信号(也就是说在相同测量的环境下)实现确定距离的粗略测量和精细测量。具体地说，这里可借助于粗略测量确定利用精细测量确定的距离的确定性。

然后，根据本发明，可同时执行粗略测量和精细测量。首先，在这种情况下，可针对粗略测量使用一个或多个突发脉冲包或者使用突发脉冲包的包络线整体(确定性取决于突发脉冲重复频率)，而同时，在一个或多个突发脉冲中调制的较高频率可用于较短明确长度但增大测量精度的精细测量。结果，精确和明确的距离可通过一次测量确定。这允许更快的测量，以确定确定性，这是因为不必具有用于现有技术或相似原理中已知的具有多个发送/混频频率多频率测量的资源(见例如：WO2006/063740)。然而，这种原理可仍然用于例如提高测量的鲁棒性。

具体地说，在这种情况下，突发脉冲包也可相对于采样频率循环相移(例如在每种情况下，在突发脉冲暂停过程中)，结果，仅在接收器中存在同步信号和因此减少的串扰，如上所述。具体地说，从接收器转移至发送器的上述单向时钟和控制信号可用于这种情况。

针对在直接HF采样EDM中的精细测量(其中存在测量接收信号的振幅量化的数字表示)，脉冲的信号波形可与参考信号相关，以进行精确的时间确定，也就是说，它们的信号波形可相对于彼此时间上移位，其方式是，它们的信号波形尽可能一致。该目的需要的时间上移位则对应于脉冲之间的信号传播时间差。作为发送信号的循环相位偏移的结果，发送信号可具有高时间精度。

而且，通过在时间和/或振幅分辨率中的数学信号插值使信号一致，这是因为作为根据本发明的滤波的结果，虽然实施了欠采样，但是用于恢复时间量化的信号的用于数学信号重构的条件(具体地说，香农理论)得到最高程度的满足。也可以例如通过参考路径引导和接收的起始脉冲与在测量距离上引导的停止脉冲的二进制相关的形式执行这种关联。

用于信号关联的各种数字方法是已知的。以举例的方式，可以按照最简单的形式执行二进制相关。这种原理可在例如US6067331、DE03439386和DE03447929中描述。可在实现测量之后或实时地执行关联。除二进制相关以外，也可使用其它相关方法，但是它们通常与更大的计算复杂性相关。

通过以下示例并借助于附图中示意性地示出的具体示例性实施方式完全更加详细地描述了根据本发明的方法和根据本发明的装置，也讨论了本发明的其它优点。具体地说，在附图中：

图1以框图示出了根据本发明的距离测量装置的第一实施方式；

图2以框图示出了已知FIR滤波器结构的示图；

图3以框图示出了根据本发明的滤波器结构的示例性实施方式；

图4示出了根据本发明的对应配置的滤波器的示例性滤波器特性；

图5示出了EDM中的根据本发明的信号处理的第二示例性实施方式；

图6示出了EDM中的根据本发明的信号处理的第二示例性实施方式；

图7a示出了针对两种不同距离的示例性突发脉冲信号的时序图；

图7b示出了时间分辨率比图7a中的时间分辨率高的突发脉冲信号中的示例性脉冲的多个时序图；

图8示出了根据现有技术的直接采样EDM的信号处理的基本阶段；

图9示出了EDM中的根据本发明的信号处理的第三示例性实施方式；

图10示出了EDM中的根据本发明的信号处理的第四示例性实施方式。

附图中的示图仅用作示出目的，并且不应被认为是按照比例的。

图1以框图示出了根据本发明的光电距离测量装置1的实施方式。下半部揭露了根据本发明的一部分分离的两个框——发送单元3和接收单元2，通过对应的测量就关于EMI的工程(通过符号EMI屏蔽件9表示)将它们彼此分离。其距离8待确定的目标对象7将通过发送单元3发射的电磁辐射4的至少一部分作为接收信号5反射回接收单元2。图的上半部示出了每种情况的发送单元3和接收单元2的内部构造的实施方式的框图。在这种情况下，也可将一部分发射的辐射作为参考束6通过已知长度的参考路径导向至接收单元。在这种情况下，针对参考束和测量束可提供对应的专用或通用接收单元。

发送单元2具有控制处理器33和驱动器级31，它们用于发射组件30，其将驱动器级31的电信号转换为电磁辐射4(例如LED、激光二极管等)。PLL34示为位于控制处理器33中，其中PLL也可替代性地布置在驱动器级31中或驱动器级31外部。而且，控制处理器33、驱动器级31和PLL34可集成在普通芯片中。电源滤波器36将发送单元3连接至电压源17。根据发生的干扰，电源滤波器36可通过简单的备用电容器直至复杂的LCR滤波器网络实现，如果合适，也可含有电压稳定性和/或调节或升压或降压转换器。

接收单元2利用接收元件10将接收的电磁辐射5转换为电信号，所述电信号(可适当地放大)被滤波器11采样和滤波。就光辐射而言，接收元件可为光电二极管，例如具有对应的偏置电压的雪崩光电二极管。在通过具有互阻放大器(TIA)的滤波器11进一步处理之前可调节光敏元件的高频输出信号，具体地说，所述调节包括阻抗变换、放大和/或限带至低阶(例如通过模拟、有源或无源滤波器)。以举例的方式，除其它以外，该放大器级也可被构造为具有根据EP2183865的电路。另选地，滤波器11的输入级也可这样设计：所述输入级适应于接收元件10的输出特性。

在滤波器输出的经滤波的接收信号被模数转换器12数字化(也就是说，就时间和值而言进行量化)，并馈送至数字计算单元13(微处理器、DSP、FPGA、ASIC等)以进行进一步处理。此外，PLL14与振荡器15(例如石英振荡器)连接。通常在电子电路中，本文也示出了电压源17的滤波16(上面已经描述)，其不仅可针对整个电路整体布置，而且按照专用方式针对电路的单独组件布置。

图1还示出了作为本发明的局部方面的EDM系统1的分隔，以避免或减少电信号的串扰，其类似地有利于增加信号质量，因此更精确或更快速地测量。在这种情况下，针对信号评估，可通过异步或异相的信号的局部分离实现改进的串扰效果的抑制。具体地说，在直接采样系统中，这种异步信号是测量信号中干扰的起因。在这种情况下，以举例的方式，对干扰尤其敏感的接收单元2可根据电路进行构造，其方式是，所述接收单元2仅具有与评估电路同步的信号，具体地说，数字信号。以举例的方式，单独振荡器15可通过PLL14向系统2供应全部彼此同步(具体地说，与其频率是整倍数的相位同步时钟信号同步)的时钟信号。滤波器11、ADC12和评估电子器件13随后通过这些时钟信号进行时钟控制。通过这种设计，至少与异步系统相比，可避免或减小串扰效果，或者在对信号评估的影响很小或不存在的时间点发生可能的串扰。如果合适，则通过PLL14中的干扰信号的对应选择的相位偏移，可通过移位至不影响或较小程度地影响检测的测量信号的时间点来避免或至少减少可能发生的串扰。

在EDM设计中，除存在异步信号或相对于评估时钟相移的信号以外，通常发送器3(尤其是激光二极管驱动器或LED驱动器30)是主要干扰源之一。为了产生在通过所述测量原理管理的方式中所需的具有高强度的短光脉冲，在驱动时需要具有高的峰值、陡峭边缘和对应宽边缘频谱的短电流脉冲。而且，由于评估原理，调制和发射频率通常也与评估频率在基本相同的大小范围内，这使得更难或不可能按照简单方式过滤掉干扰频率范围。

另外，为了使发送电路与接收器同步，PLL14的时钟信号输出也可被从接收器2引导至发送器3。具体地说，通过发送通过接收器PLL14同步的时钟信号37(而非振荡器信号)，可实现高同步精度，这也排除了振荡器-PLL抖动。由于发送单元3同样具有PLL34，因此针对同步目的，发送相对低频(相对于高评估时钟率)的信号37是足够的，这样关于干扰发射以及关于发送所需的功率二者提供了优点。而且，针对所述中等频率的发送，可避免特定信号驱动器(诸如LVDS驱动器等)，这是因为简单输出级和输入级(例如利用CMOS技术)已足够。作为从接收器2至发送器3的信号方向的结果，(具体地说，也由于信号输出与信号输入的阻抗比)沿着相反方向的串扰可保持得很小。

除发送器3相对于接收器2的同步以外，这两个电路部分必须具有用于控制测量所需的次序的通信连接38。为了避免串扰，这种通信可同样沿着与时钟信号37相同的方向(也就是说单向地从干扰灵敏接收器2朝着发送器3)发生，这通常是干扰的起因。在这种情况下，通信37可同样与发送的时钟信号38同步地受影响，例如作为单向的同步串行接口，结果，可额外避免通信支配的干扰。

发送器3和接收器2的分离也允许向两个分离的电路部分中的每一个提供特有的调谐电源滤波器16、36，结果，也可防止或至少减少通过电压源17的串扰。此外，对应的EMI屏蔽件9(例如采取EMI干扰制动器、防护带安装件、屏蔽件、金属笼、屏蔽金属箔或金属片等形式)也可安装在发送器3与接收器2之间。

在这种情况下，发送器3和接收器2可例如通过利用相应的专用芯片(FPGA、ASIC…)而局部分离。相应的专用芯片可物理地容纳在具有通常根据布局分离的对应配置的普通印刷电路板上。如果合适，具有两个分离的印刷电路板(其中印刷电路板也可用于意指利用厚膜或薄膜技术的电路或ASIC)的EDM系统1的构造允许在仪器设计(例如另外针对发送器3的发射器30相对于接收器20的接收元件10(反之亦然)的发射方向的光学对齐，以及仪器1中的组件对齐)中具有更大的灵活性。可利用分离和对应的仪器设计实现对串扰的较高抑制。

此外，除作为专用组件的构造以外，根据本发明的滤波器也可利用标准半导体工艺与其它电路一起集成到半导体组件(例如ASIC)中。结果，诸如模数转换器、PLL、例如数字计算机或处理器形式的评估逻辑、存储器单元等的其它系统组件也可全部集成在针对操作仅需要最少数量的外部组件的共同接收器芯片中。因此，根据本发明的EDM的一个实施方式可通过两个芯片、发送单元和接收单元来实现。如果合适，系统也可通过可执行评估或接口任务的外部处理器、微控制器或DSP来进行补充。

图2示出了按照所谓的第二标准形式示出的FIR滤波器的已知结构，其具有滤波器输入20A和滤波器输出25A。在多个(n个)级中，其包括用于时延的元件22A、利用系数h(n)加权的元件21A以及求和元件23A。为了清楚起见，在每种情况下，通过与它们在根据本发明的滤波器实施方式中的功能性对应部件相同的标号来指示这些元件，但是在标号后添加“A”。

图3示意性地示出了离散构造的有限冲击响应滤波器或FIR滤波器形式的根据本发明的滤波器11的一个实施方式。就现有技术中的EDM而言，在数字化之后多数情况下使用FIR滤波器结构作为利用软件或数字硬件借助于ADC的时间和值量化的数据执行滤波的纯粹数字滤波器。

与软件对应部件相比，根据本发明，以离散时间方式采样模拟信号，按照时间偏移方式利用加权系数以模拟形式积累模拟信号，并且将所得模拟结果馈送至模数转换。因此，在不用输入信号的值量化的情况下影响滤波(不考虑已经以单独光子、电子等的形式出现的自然的物理量子化)。换种方式说，滤波器以模拟方式在幅域中工作，但以离散方式在时域中工作。在这种情况下，以输入信号的采样的形式影响时间离散化。与传统、模拟的对应部件相比，在滤波器特性的设计方面，这种滤波器提供明显更大的灵活性，其也可在线调节(例如通过用于设置滤波器系数的数字接口)。还可实现具有更好的衰减值的陡峭滤波器，并且它们的瞬变行为同样有利。

图3所示的具体示例性实施方式用于示意性地解释EDM接收单元的根据本发明的滤波器11的可能的构造原理和功能。接收单元10优选地通过互阻放大器级连接至滤波器11。以举例方式示出的滤波器11的实施方式将具有电流复制器的级21中的输入信号20转换为分接电流的多个实体；在这种情况下，每个实体可通过对应的系数26(TAP系数)加权，其中系数26也可认为是对应的放大或转化率。在这种情况下，TAP系数26可例如通过可配置电阻器网络、可变可驱动晶体管等在线变化。因此，不仅可影响滤波器特性(例如，为了使滤波器适应当前测量模式)，而且可补偿可发生的温度漂移或制造公差。

根据本发明的滤波器11由于其在半导体制造工艺中的高稳定性和高再现性精度也可通过在生产过程中固定的系数实现。通过在滤波器生产工艺中限定的固定的随着温度和时间高精度和稳定性的滤波器系数，可完全避免在EDM生产工艺中对滤波器11的修整。因此，在一个实施方式中，所需的适应性调整可被限制，以例如使接收信号的增益因数适应于优化利用ADC振幅分辨率。例如根据光接收信号的强度，增益的这种适应性调整可例如在几个离散级中的操作过程中受影响。

然后是通过时钟发生器27(所谓的电流转子，其可将加权的模拟输入实体中的每一个按照离散时间方式分配至n个模拟积分器23之一)控制的转换矩阵22。

积分器23对在多个时钟周期(随后是读出周期)施加的输入电流求和，其中积分器值通过开关输出至采样级24的采样器28和滤波器输出25。在读出之后，擦除积分器以用于下一周期，所述积分器在积分器级23也通过开关表示。在一个特定实施方式中，可选地，输出级的采样器28也可同时用作ADC下游的采样保持元件的一部分。

根据系数26以及转换矩阵22和采样24的类似可配置开关次序的选择，可修改根据本发明使用的滤波器11的滤波器特性。实施方式所示的滤波器11的转移函数如下：

H_{FIR} (z) = Σ_{k = 0}^{N_{e} - 1} {TC}_{k} \cdot z^{- k},

其中k＝1、2、……N_t-1，并且TC_k是TAP系数。

这对应于已知的数字有限冲击响应滤波器(FIR滤波器)的转移函数，然而，所述转移函数在本文中并不纯粹数字地操作，而是通过模拟值表示操作。借助于该式，可按照已知方式确定系数26和级22的开关次序。根据本发明，仅滤波器11的输出被馈送至模数转换器12，并且通过时间和值量化数据执行进一步评估。在这种情况下，根据本发明，模数转换器根据以上解释的欠采样原理(采样率低于滤波器输入信号的尼奎斯特频率)操作。

对于本领域技术人员来说明显的是，除示例性实施方式中所示的FIR滤波器结构以外，依照根据本发明的离散时间模拟值滤波器实施方式的原理，其它滤波器结构也可类似地实现。针对该目的，如果合适，则滤波器结构必须按照偏离常用标准形式的方式转换，以能够尤其借助于时钟化的转换矩阵和模拟积分器集成到作为根据本发明的离散时间连续值滤波器的EDM中。例如，本文可述及IIR滤波器以及其它滤波器拓扑作为示例。

图4示出了可通过具有对应的构造和参数化的根据本发明的滤波器11实现的转移函数45的示例性实施方式。这种转移函数45用于下述EDM接收电路的实施方式中。通过根据本发明的这种滤波器，抑制了不期望的混叠产物43，并且仅允许评估中(具体地说欠采样过程中)期望的频率或期望的频率波段40通过。在这种情况下，滤波器特性45的设计方式如下：除通常将不期望的频率高度抑制超过20dB以外，也选择性地产生在尤其与混叠相关的多倍频率43处具有极大衰减的所谓的陷波43(至少大约达到特定选择的滤波器结构的可配置能力允许的程度)。

以下提供的具有特定数值的EDM设计应该以举例方式作为一个可能的特定实施方式来提供。该情况下使用的数值在这种情况下应该主要被视作信号的数量级和信号彼此之比的指导值，而不是值的穷尽性、限制性指示。

在这种情况下，参考图5解释滤波器11和欠采样的根据本发明的组合。根据本发明的滤波器尤其适用于这种组合，而且可用于符合尼奎斯特条件的采样，或者用于外差或零差混频。发射的光信号例如采取突发脉冲重复率为例如大约78kHz并且占空比(有源发送时间或突发脉冲持续时间与突发脉冲速率的倒数的比率)为例如1/10的突发脉冲包的形式。突发脉冲包以例如大约600MHz的频率进行内部振幅调制。通过图上部的信号f_SIG60示出这一点，其中光谱形状并不对应于发射的突发脉冲的实际波谱，而是应该纯粹看作例示性的。接收信号也含有噪声组件，本文中假设其为大约白色噪声并且未示出。频率轴61标准化为稍后解释的采样频率。条状部分62表示用于检测DC的频率直至f_SIG60的最高频率所需的两倍f_SIG60的最小所需采样频率。三角形A、B、C、D、E表示下面将讨论的频率波段范围。在图1中示意性示出的实施方式中，应该将其分配至例如方框5。

下面的图示出了输入信号的第一模拟高通滤波63。除了别的以外，也可利用该高通滤波抑制低频背景光(例如大约恒定日光或人工照明，通常通过电源系统频率的两倍调制)。所述图还示出了就采样率为1的采样而言将使测量的值被破坏的混叠和图像频率，其中位于频率范围A内的高通滤波器63的衰减范围中的波谱示为已经对应地衰减。在图1中示意性地示出的实施方式中，将其分配至例如方框10。

从顶部往下的第三图随后示出了根据本发明使用的滤波器的频率响应65。根据本发明，由于针对滤波仅影响时间量化，因此通过模拟信号的转换处理可仅实现时间量化，该时间量化可受高频(例如千兆赫范围内)影响。就A-D转换的同时值量化而言，可仅通过显著较高的支出和功耗实现这种高采样率。因此，这种时间量化的带宽64也可选为非常高，尤其是高于f_SIG60的信号频率的两倍，具体地说，其中也可通过标准半导体结构来实现。通过对应的设计调谐根据本发明的滤波器的频率响应，其方式是，允许期望的信号f_SIG60通过。在采样过程(采样频率在频率刻度的值1处)中将导致与期望的测量信号f_SIG60的混叠的频率范围C、D、E中的频率波段受到滤波器的抑制，尤其是它们存在于频率响应65的陷波范围内。在图1中示意性地示出的实施方式中，将其分配至例如方框11。

下面的图示出了从以频率刻度上的1的采样率采样的ADC的观点看的滤波器输出信号。在这种情况下，频率范围A、C、D、E相对于含有可用信号的频率范围B极大地衰减，尤其是在可用信号f_SIG60的范围内。在图1中示意性地示出的实施方式中，将其分配至例如方框12。

最底部的图示出了数字滤波器(例如带通滤波器69)随后可怎样例如在信号评估的环境中以已知方式应用于数字化的数据。在图1中示意性地示出的实施方式中，将其分配至例如方框13。

可认为是本发明的一种发展的与欠采样结合的滤波器11的应用实现了经济和精确的信号评估，并且因此也实现了精确的距离确定，与符合关于调制频率的尼奎斯特条件的纯模拟滤波和高频采样系统相比，其硬件支出和功耗较低。

图6示出了借助于第二实施方式中的示例性信号光谱的中间频率采样和欠采样的原理。在这种情况下，模数转换器12的采样频率仅为图5中的先前实施方式的一半。对应地，存在更多混叠和图像带A、B、C、E、F、G、H、I，与关于图5的描述类似地进行对它们的抑制。作为因此再次减半的ADC的采样频率的结果，可再次更多地影响经济方面，并且可进一步降低硬件需求。软件处理速度也可因此同样对应地降低。尽管欠采样，该图仍示出了可怎样高程度地符合尼奎斯特条件，并且信号重构因此变得可能。可通过根据本发明的滤波器(尤其是就所解释的对应的滤波器设计而言)充分地抑制具体在欠采样过程中发生的不期望的混叠和图像影响。结果，实现了高精度的距离测量的信号评估，其中可同时降低系统成本和能耗。

按照对于本领域技术人员明显的方式，还可利用根据本发明的滤波器实现其它实施方式，其中可根据特定距离测量装置的需求符合工程实践地修改或优化诸如欠采样比、滤波器分接头的数量、滤波器系数等的参数。

图7a示出了就两种不同距离而言根据借助于突发脉冲包40的包络线测量的传播时间42A、42B(TOF)进行距离确定的粗略测量的两个示例。具有突发脉冲频率的周期性地发射的两个突发脉冲包40和中间死区时间49示于顶部。距离测量装置执行欠采样，采样数示于横坐标上。具体地说，在这种情况下，还可以在发送脉冲之后仅采样通过标号41指示的部分范围，其中如果目标位于因此预定的距离测量范围内，则在部分范围中可预期返回信号。然而，在下面描述的示例性实施方式中，实行连续采样。可借助于从突发脉冲(具体地说，其包络线)的发送至接收的采样数执行第一粗略距离测量。就突发脉冲速率为78kHz并且采样率为4096采样/周期的例示性示例而言，在采样率为模数转换的大约320MHz时得到时间分辨率3ns。在这种情况下，滤波器11的输出可例如利用10比特ADC数字化。因此可使用来自制造商的便宜的标准范围的ADC。另选地，将对应的IP核包含入评估单元中可实现这种ADC，例如与滤波器11联合作为单芯片方案，其中由于中等采样率和分辨率，因此其可通过标准半导体工艺生产。

由于根据本发明使用的滤波器11实际上不需要或需要非常短的瞬变恢复时间，根据本发明，可采用相对短的突发脉冲(理论上直至单独脉冲)。根据本发明的滤波器11的快速瞬变响应还能够进行更精确的粗略测量，这是因为在滤波器之后，突发脉冲的第一脉冲已具有高信号质量，从而其时间信号位置可针对粗略测量精确地确定。就模拟滤波器而言，由于滤波器瞬变恢复，一个或多个第一脉冲可受到大的信号失真和/或衰减，这限制了粗略测量的可实现的精度。针对精细测量，同样，就模拟滤波器而言，突发脉冲的一个(或多个)第一脉冲应该通常舍弃，这是因为其信号波形通过瞬变过程失真和/或衰减。

在上述发送器中的相位偏移(每突发脉冲的脉冲周期的1/16)的示例中，以举例的方式，可以借助于16个突发脉冲来确定具有高时间分辨率的脉冲形状(尤其是脉冲周期的1/6甚至借助于振幅分辨率和插值相应地更高)。以上所述的优点的组合能够实现kHz范围至MHz范围内的高测量速率。可通过使用多次测量、插值和取平均(例如与最大可能性评估一起)进一步提高分辨率和测量精度，其中不止一千赫的测量速率仍然是可实现的。

借助于图示的TOF时间42A或42B，因此可纯粹借助于采样率来确定精度为大约30m的粗略距离，通过插值，所述精度相应更加精确，为了实现精确的和明确的整体测量，这预定了精细测量的所需的明确的范围。为了进一步提高确定性，也可采用例如所谓的差频法。

图7b以举例方式示出了在具有以周期时长43作为调制频率的脉冲40形式的突发脉冲内脉冲调制的时序图。也可通过与本文所示的脉冲形状不同的调制形状(例如至少大约矩形、梯形或三角形脉冲等)来操作实际实施方式。在采样时间46，以采样率为1/采样周期44数字化振幅。在下面的附图中，在示出的示例中，信号40相对于上面的信号相位偏移时间45B，再次偏移信号的周期时长的1/16。这种相位偏移可例如基于每突发脉冲包变化，可在突发脉冲包40中保持恒定，并且可在发射之间的死区时间49中变化，尤其是为了在实际测量信号过程中避免可能的瞬变过程。最下方的图示出了6/16的相位偏移和信号40的对应采样时间46。因此作为采样时间非常明显的结果，在信号波形40中实现内部分辨率。已经描述的是，发送信号的平移(发展了本发明)可实现增大的时间分辨率，甚至就严格同步设计的接收器电路而言，也是如此。在这种情况下，仅在发送电路中发生相移信号，根据本发明的一部分方面，所述发送电路就EVM技术和/或空间而言分离，并且因此可极大地避免作为信号串扰的结果的干扰。仅同步和数据从接收器传送至发送器，并且电压源将发送单元和接收单元彼此电连接，如图1中所示和本文解释的示例性实施方式。

也可例如以发送或参考信号与接收信号关联的形式(例如借助于两个信号波形的二进制相关)评估信号传播时间，其中信号波形最高程度一致的时间偏移对应于信号传播时间，在关联过程中，所述信号传播时间也可通过低于ADC的采样率确定的采样率的时间分辨率确定。具体地说，根据本发明，来自数字化的数据的信号波形的重构能力通过滤波器11设为高程度而不管欠采样如何。

根据本发明的滤波器11与其模拟对应部件相比从滤波器输入至滤波器输出具有更稳定的传播时间(还表示为延迟或相位偏移)，尤其还关于温度漂移和老化现象。虽然根据本发明的滤波器11可具有比现有技术的单纯模拟滤波器长几倍的传播时间，但是所述传播时间明显更稳定。针对诸如距离测量所需的高度精确的时间确定，滤波器传播时间的绝对量与其稳定性相比是次要的，这是由于恒定的绝对值可按照简单方式数字补偿，尤其是通过使用与已知长度的参考路径的比较测量，或者由于高稳定性，在工厂校准的环境中仅测量一次。

以举例的方式，后续可执行对突发脉冲信号或在多个或一个突发脉冲中的脉冲的多个测量结果的累积的评估(尤其是相位同步)。然而，这种周期性的积累也导致光谱周期性。通过根据本发明的滤波器11，其中，作为选择对应的结构和系数的结果，其频率响应的陷波43布置在通过累积处理积累的不期望的频率范围上，可实现对待评估的测量结果的进一步改进，因此实现更精确和更稳健的距离测量。

图8示出了不带外差混频器级的EDM，根据现有技术，高频输入信号按照图5或图6的光谱图相似的光谱图次序直接采样。最上面的图再次示出了输入信号f_SIG60和分隔成频率波段A、B、C、D、E。下面的图示出了具有特征70的模拟混叠滤波，其使高于以采样频率的一半采样的尼奎斯特频率68的频率衰减。然而，由于实际应用的模拟滤波器的特征70受限，因此不能是任意的，尤其不能达到理论上需要的最优程度。充分抑制混叠频率的具有期望频率特征的模拟滤波器不仅难以实现，而且存在关于温度漂移、组件的老化现象、稳定性、相位响应的线性等的问题。下面的第三图示出了在A/D转换的时间和值量化之后的结果。

最下方的图示出了可按照数字表示的数字滤波(例如FIR滤波)，其允许具有高衰减的陡峭滤波器，通过其可提取测量所需的信号波谱。在这种情况下，在现有技术中，给定调制频率为600MHz，模数转换需要的速率为1.2GHz，然而相比之下，就上面解释的根据本发明的实施方式而言，仅在采样率为例如时执行模数转换，例如如图6所示。然而，不管欠采样如何，具有离散时间模拟值构造的根据本发明的滤波使得数字表示的非常高的信号保真度称为可能，尤其在对于传播时间距离测量重要的标准中。硬件需求的降低允许系统成本降低的事实对于本领域技术人员是明显的，尤其是当前分辨率为10比特的1.2GHz的ADC应该在高端产品中实际上有价值，其也不能容易地集成到定制ASIC中。

图9示出了根据本发明的EDM1的接收单元2中的信号处理的另一实施方式。与图6中的次序相同地建立示图的次序，但是频率比变化。在这种情况下，发送信号4的调制频率60非常接近于频率轴上值1处的采样频率，其在此被标准化为ADC12的采样频率。因此，在该实施方式中，ADC12的采样频率非常接近于发送单元3的调制频率。靠近DC的信号组件再次在例如通过模拟高通滤波器63的输入中衰减，所述模拟高通滤波器63可通过接收元件10中的放大器级形成。在这种情况下，根据本发明的滤波器11再次按照以下方式配置：选择的滤波器结构的陷波与混叠范围一致。在混叠和图像频率处的虚线的高度再次表示这些频率组分在滤波之后的振幅值，所述振幅值在ADC12的采样过程中叠加。该图旨在表示这些不期望的频率组分的衰减，其中所述图应该被认为是纯粹例示性而非按照比例的。根据本发明，根据选择的特定滤波器结构(分接头数量、系数等)，所有伪信号与陷波确切一致可不总是可能的，也不是绝对必要的，尤其是根据本发明的滤波器11具有甚至在一定程度上超过抑制频带中的陷波的相对高的衰减(例如20dB或更大)。通过来自波谱B的期望测量信号区域中所示频率响应中的衰退，在采样12过程中示出的光谱C、D、E表示所述陷波的影响。例如，在图示实施方式中，有意地承受与实际评估的信号频率直接相邻的混叠频率，并允许其通过具有相对小的衰减的滤波器结构11。然而，EDM1的整体性能可实现足够的距离测量精度，尤其是由于诸如滤波器随温度和时间的稳定性、恒定滤波器传播时间等的所述优点。

图10示出了另一实施方式，其中与图9比较，通过减半的采样频率执行采样。在这种情况下，在发送器的调制频率的大约一半，评估通过ADC采样镜像减弱的信号。在这种情况下，在该实施方式中，其它不期望的信号组件，尤其是作为混叠结果直接与评估的信号叠加的那些，通过根据本发明的滤波器被充分地抑制。相应地，为了实现相似的距离测量性能，与图9的先前实施方式的滤波器相比，滤波器11具有更多的分接头，因此具有更多的陷波。由于期望ADC12中的较低费用，所以滤波器11的费用增大。

在本文以举例的方式示出的实施方式，或者根据本发明的概念的优化形式，在这种情况下通常借助经济评估(例如在优化成本的过程中)来实现。

Claims

1.一种电光距离测量装置(1)，尤其是激光距离测量装置，该电光距离测量装置(1)包括：

发送单元(3)，具体地包括激光二极管(30)和激光二极管驱动器(31)，该发送单元(3)用于发射强度调制的光辐射(4)，具体地是具有突发脉冲速率、突发脉冲占空比和突发脉冲中的脉冲频率的突发脉冲调制的辐射；

接收单元(2)，其用于利用具体为光电二极管的光敏电组件(10)接收所述光辐射的一部分(5)并转换为电接收信号，所述部分被从目标对象(7)反射；

输入滤波器(11)，其用于对接收信号进行滤波；

模数转换器(12)，其用于将经滤波的接收信号数字化；以及

电子评估单元(13)，其借助于经数字化的接收信号来基于信号传播时间确定从所述距离测量装置(1)至所述目标对象(7)的距离(8)，

该电光距离测量装置(1)的特征在于，

所述输入滤波器(11)具体地是按照离散时间和连续值方式实现的数字滤波器结构，具体地是FIR滤波器结构，具体地说，所述输入滤波器(11)具有时间量化、针对所述接收信号的采样转换级、利用系数对模拟振幅值进行加权的加权级、模拟求和级和离散时间输出级，具体地其中，所述输入滤波器(11)被具体实现为所述模数转换器(12)的上游的混叠滤波器。

2.根据权利要求1所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

所述模数转换器(12)的采样率低于所述光辐射的强度调制的频率的两倍，具体地是近似所述强度调制的频率的采样率或更小的采样率。

3.根据前述权利要求1和2中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

所述输入滤波器(11)的离散时间输出级同时是所述模数转换器(12)的采样保持级。

4.根据前述权利要求1至3中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

通过利用硬件构造的FIR滤波器结构来将在所述模数转换器(12)的上游对所述接收信号进行滤波，具体地其中，所述FIR滤波器结构被配置有：

输入级(21)，其产生所述接收信号(20)的多个模拟实体；

加权级(26)，其利用系数在各种情况下对所述模拟实体进行加权；

转换级(22)，其将经加权的实体依次地并且按照离散时间方式分配至多个模拟求和元件(23)，具体地是模拟积分器；

输出级(24)，其使所述求和元件(23)的值能够依次在滤波器输出(25)使用，并且随后重置所述求和元件(23)。

5.根据权利要求4所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

所述FIR滤波器结构具有可配置频率特性，具体地是通过具有可配置系数的所述加权级(26)和/或具有可配置顺序的所述转换级(22)。

6.根据权利要求1至5中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

所述滤波器结构(11)被按照以下方式配置：大于采样率的频率受到至少20dB的衰减，具体地其中，那些导致叠加在所述接收信号上的混叠的混叠频率波段由于欠采样以及不期望的混叠频率波段的范围中的选择性陷波而受到至少40dB的衰减。

7.根据权利要求1至6中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

该距离测量装置(1)被具体实现为手持式和电池操作的激光距离测量仪器(1)，具体地，该距离测量装置(1)利用可见激光(4)并且具有至少1m至50m的距离测量范围和至少毫米范围的距离测量精度。

8.根据权利要求1至7中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

所述发送单元(3)和所述接收单元(2)被具体实现为两个分离的、独立的电子组件，具体地其中，该两个分离的、独立的电子组件经由通信线路(38)和时钟同步线路(37)彼此连接，所述时钟同步线路(37)使所述发送单元(3)的时钟和所述接收单元(2)的时钟同步，

具体地说，其中，所述通信线路(38)是单向的，并且所述通信线路(38)与所述时钟同步线路(37)同步地发生数据传送。

9.根据权利要求1至8中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

具有相位偏移电路的所述发送单元(3)利用相对于所述接收单元(2)中的采样的可调节相位偏移来执行强度调制，具体地其中，所述相位偏移在各种情况下在两个突发脉冲之间的暂停中改变。

10.根据权利要求1至9中的任一项所述的距离测量装置(1)，该距离测量装置(1)的特征在于，

借助于根据突发脉冲的包络线的所述突发脉冲的发射与所述突发脉冲的接收之间的传播时间来实现距离(8)的粗略测量，具体地，距离不确定性大于10cm，并且

借助于所述突发脉冲内的调制的信号波形来实现距离(8)的精细测量，具体地，距离不确定性小于10cm，

具体地其中，借助于相同的突发脉冲调制信号来实现用于确定距离(8)的粗略测量和精细测量，

具体地说，借助于粗略测量来解决利用精细测量确定的距离(8)中的不确定性。

11.一种用于根据前述权利要求1至10中的任一项所述的距离测量装置(1)的电子接收器芯片，具体地是ASIC，该电子接收器芯片包括：

对所述距离测量装置(1)的所述输入滤波器(11)的输入；以及

对所述距离测量装置(1)的所述模数转换器(12)的输入，具体地，所述模数转换器(12)的最大采样率低于由所述距离测量装置发射的光辐射的所述调制频率的两倍。

12.一种距离测量方法，该距离测量方法包括以下步骤：

发射高频振幅调制的光辐射(4)，具体地，具有作为高频调制的脉冲包后跟随着暂停的所述光辐射的突发脉冲调制，

利用光敏电接收元件(10)接收所述光辐射(4)的一部分(5)并转换为高频电接收信号，所述部分被从目标对象(7)反射，

对高频接收信号进行滤波，

将经滤波的接收信号数字化，

评估经数字化的信号，以确定发射与接收之间的信号传播时间，从而借助于信号传播时间来确定距离，

该距离测量方法的特征在于，

利用滤波器结构(11)，具体地为FIR滤波器结构，来实现滤波，所述滤波器结构(11)以离散时间和连续值方式工作，具体地具有时间量化采样和模拟加权以及求和，优选地其中，通过所述滤波器结构(11)来实现后续的数字化的混叠频率范围的目标抑制。

13.根据权利要求12所述的方法，该方法的特征在于，

利用采样率低于所述振幅调制的频率的两倍的欠采样来实现数字化，具体地，采样率至少近似等于或小于所述振幅调制的频率。

14.根据权利要求12和13中的任一项所述的方法，该方法的特征在于，

利用相对于数字化的可变相位偏移来实现发射，其中，利用恒定频率实现数字化，具体地其中，在发射期间在两个脉冲包的发射之间的暂停中改变相位偏移，具体地说，相位偏移了高频振幅调制的脉冲周期的一部分。

15.根据权利要求12至14中的任一项所述的方法，该方法的特征在于，

通过确定的接收部分(5)的包络线的信号传播时间来实现距离的粗略测量，并且

借助于突发脉冲脉冲包的接收部分(5)中的高频振幅调制的相位角来通过确定的传播时间实现距离(8)的精细测量，具体地，利用振幅调制和参考信号的二进制相关来实现距离(8)的精细测量，

具体地其中，借助于粗略测量解决了精细测量的评估中的不确定性。