CN103904621B - 具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路，包括电流检测电路、整流电路、电流脉冲幅度控制电路、电流尖锋屏蔽电路、比较电路、电平移位滤波电路、开关电路。本发明电路，仅采用了1个比较器、1个基准电压和1个N型短路开关及少量无源元件，即可实现开关电源的限流保护与短路保护功能，因此本发明电路的电路简洁；在性能不降低的情况下，本发明电路与常规短路保护电路相比，本发明电路的版图占用面积减小达60%。本发明电路广泛应用于航天和航空等高可靠开关电源电路领域。

Description

具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路

技术领域

本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路。它直接应用于峰值电流型控制的开关电源领域。

背景技术

目前，开关电源广泛应用到各个领域，要求开关电源的可靠性越来越高，体积越来越小。为了保证开关电源在不同的环境中稳定可靠地工作，需要设计各种保护功能，其中，限流保护功能和短路保护功能是设计中优先考虑的功能，主要作用是在过载或者短路状态时，避免开关电源由于内部功耗大而烧毁或者损坏负载。目前，一般将限流保护功能和短路保护功能设计成自动恢复模式，保证开关电源稳定连续工作，即故障状态消除后，开关电源自动恢复正常输出。实现上述保护功能最常用的方法是通过检测开关电源初级侧功率回路的电流值，将电流信号变换处理后，对整个电路实现连续或者间歇的保护。

峰值电流型控制是现在开关电源设计时，应用比较多的一种控制方法，在这一控制方法基础上，常用的自恢复限流保护设计方法一般是采用比较电路，将检测到的电流脉冲信号和预先设定的基准电压进行比较，对功率回路每个周期电流最大值的大小进行判断，当电流脉冲幅度达到基准电压后，比较电路状态翻转，开关电源主开关管断开，电流不再继续增大，由于此时比较电路状态翻转受基准电压控制而不是反馈误差信号控制，使占空比无法增大，输出电压随负载电流的增大而降低，实现将电路总功率限制在一定范围内，达到限流保护的目的。

常规的短路保护控制电路的电路图如图1所示。常规自恢复短路保护电路一般是将检测到的电流脉冲信号先进行滤波获得直流信号，再将此直流信号和预设的基准电压进行比较，对直流电流大小进行判断，当直流电流幅度达到预设基准电压后，比较电路状态翻转，启动控制电路，控制电路一般设计成迟滞方式，实现降低短路功耗的目的。但该电路需要采用两个比较器、两个比较基准电压、滤波电路和延迟电路，元件数量多，电容容量大，不利于小型化和降低设计成本。

专利文献1“一种具有自恢复功能的短路保护电路”（CN1829031A），如图2所示。该电路主要针对自恢复短路保护进行设计，主要特点是通过检测误差放大器输出电压幅度，判断电路是否处于短路状态，然后通过积分或者单稳态电路实现自恢复功能，它的优点是省略电流检测电路，但是无法实现限流保护功能；同时，它的电路元件数量多，在小型化和低成本设计中不具有优势。

发明内容

为克服上述传统电路元件数量多、线路复杂且无法兼顾限流保护功能的问题，本发明提出一种具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路，较好解决开关电源限流保护与短路保护问题，特别适合应用在峰值电流型控制方式中，并且电路简洁，便于使用。

为实现上述目的，本发明的具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路，包括：

一个电流检测电路，其输入端I_in与开关电源功率回路电流相连，输出与功率回路电流波形相同的电压脉冲信号；

一个整流电路，其输入端与所述电流检测电路的输出端相连，它对电压脉冲信号进行单向传递，输出两路相同的电压脉冲信号；

一个电流脉冲幅度控制电路，其输入端与所述整流电路的一路输出相连，它用于控制电压脉冲信号幅度，输出波形不变、幅度可调的电压脉冲信号；

一个电流尖锋屏蔽电路，其输入端与所述电流脉冲幅度控制电路的输出端相连，它用于屏蔽电压脉冲信号中形成的电压尖峰，输出有效的电压脉冲信号；

一个比较电路，其输入端与所述电流尖锋屏蔽电路的输出端相连，它对电流脉冲信号和基准电压V_ref进行比较，若电流脉冲信号大于基准电压，则输出脉宽控制电路开关信号，实现开关电源的自恢复限流保护；

一个电平移位滤波电路，其输入端与所述整流电路的另一路输出相连，它用于调整整流后的电压脉冲信号幅度，输出上升时间可控的电压直流信号；

一个短路控制电路，其输入端与所述电平移位滤波电路的输出端相连，它在检测到短路工作状态时，发生转换，输出短路保护控制信号，实现开关电源的自恢复短路保护。

所述电流检测电路包括电流取样变压器T₁、电阻R₁，所述整流电路包括二极管D₁、D₂，所述电流脉冲幅度控制电路包括电阻R₂、电阻R₃，所述电流尖峰屏蔽电路包括电阻R₄、电容C₁，所述比较电路包括比较器U₁、基准电压V_ref，所述电平移位滤波电路包括稳压管D₃、电阻R₅、电阻R₆和电容C₂，所述短路控制电路包括NMOS短路开关M₁、电阻R₇和直流电压V₁；

其中，T₁的初级与开关电源的功率回路串联，功率回路的脉冲电流从电流检测电路的Iin＋端流入，从Iin－端流出，T₁次级的一端接地，T₁次级的另一端与R₁的一端，D₁，D₂的阳极相接，R₁的另一端接地，R₂的一端与D₁的阴极相连，R₂的另一端接R₃、R₄的一端，R₃的另一端接地，R₄的另一端接C₁的一端和U₁的“-”输入端，C₁的另一端接地，U₁的“+”输入端接基准电压V_ref，D₃的阴极与D₂的阴极相接，D₃的阳极与电阻R₅的一端相接，R₅的另一端与电阻R₆，电容C₂的一端以及M₁的栅极G相接，C₂和R₆另一端接地，M₁的漏极D 与R₇的一端相接，R₇的另一端接V₁的正端，V₁的负端与M₁的源极S均接地。

有益效果

开关电源工作时，当负载出现过载情况，本发明的自恢复限流保护和短路保护电路保护电路通过减小开关电源的脉宽控制电路输出的脉冲宽度，降低输出电压，从而将输出功率在一定范围的方式，因此对整个开关电源具有保护作用；当负载出现短路情况，本发明电路通过关断开关电源的脉宽控制电路输出，使开关电源停止输出，因此对整个开关电源起短路保护作用，同时通过内部滤波电路，对电流信号的循环检测，在故障消失后，能自动恢复正常输出的功能。

与传统的短路保护电路相比，本发明的自恢复限流保护和短路保护电路有以下特点：

1）采用较少的元器件实现了自恢复限流保护和短路保护功能。传统的自恢复限流保护和短路保护电路，需要至少需要3个比较器路、1个基准电压和大容量延时电容以及外围元件。而本发明电路，仅采用了1个比较器、1个基准电压和1个N型短路开关及少量无源元件，即可实现自恢复限流保护和短路保护，因此本发明电路的电路简洁。

2）解决了自恢复限流保护和短路保护兼容设计问题，有利实现电路小型化。常规自恢复限流保护和短路保护电路通常是单独设计，电路复杂，元件多。本发明电路利用一个电流取样信号，分别控制电流脉冲信号幅度和电流脉冲信号直流电平高低，很好地解决了限流保护和短路保护的兼容设计问题，同时，降低了电路设计的复杂性，提高了电流取样信号和元件利用效率。在性能不降低的情况下，本发明电路与常规短路保护电路相比，本发明电路的版图占用面积减小达60%。

附图说明

图1为常规的短路保护控制电路的电路图；

图2为专利文献1的短路保护控制电路的电路图；

图3为本发明自恢复限流保护和短路保护电路的方框图；

图4为本发明自恢复限流保护和短路保护电路的电路图；

图5为本发明电路的限流保护时序控制图；

图6为本发明电路的短路保护时序控制图；

图7为本发明电路在反激开关电源中的应用实例图；

图8为本发明电路在正激开关电源中的应用实例图。

具体实施方式

本发明的具体实施方式不仅限于下面的描述，现结合附图加以进一步说明。

本发明自恢复限流保护和短路保护电路的方框图如图3所示，本发明的自恢复限流保护和短路保护电路的电路图如图4所示。它由电流检测电路、整流电路、电流脉冲幅度控制电路、电流尖锋屏蔽电路、比较电路，电平移位滤波电路、短路控制电路组成，其具体结构和连接关系、作用关系与本说明书的发明内容部分相同，此处不再重复。它的工作原理如下：

图4中，电流取样变压器T₁的初级串接于功率回路中，功率回路的脉冲电流从电流检测电路的I_in＋端流入，从I_in－端流出，即流过T₁的初级，在T₁次级感应出波形相同，幅度为(N_P:N_S)倍的相同的电流脉冲波形，次级电流和初级电流存在如下关系：

I_S:I_P=N_P:N_S （1）

所以，I_S=I_P×（N_P:N_S） （2）

式中，I_P是T₁初级流过的电流，N_P是T₁初级匝数，I_S是T₁次级流过的电流，N_S是T₁次级匝数。

当开关电源工作在正常工作状态或者过载工作状态时，二极管D₁导通（忽略电流很小的状态，如空载），由于稳压管D₃的存在，二极管D₂不导通。此时，T₁次级的等效阻抗为电阻R₂和电阻R₃之和与电阻R₁的并联值，由于R₁的值远大于电阻R₂和电阻R₃之和，所以，取样电流信号在电阻R₁上产生的电压V_S1近似为：

V_S1=I_S×(R₂+R₃)+V_D （3）

式中，V_D为二极管D₁的结压降，将（2）式代入（3）式，得：

V_S1=I_P×（N_P:N_S）×(R₂+R₃) （4）

T₁次级电流在电阻R₃上产生的电压V_S2为：

V_S2=I_P×（N_P:N_S）×R₃ （5）

V_S2随着I_P的增大而增大，当V_S1达到比较器预先设定的基准电压V_ref时，比较电路状态翻转，功率开关关断，功率回路电流变为零，此时对应的过载电流就是限流保护功能启动的工作电流，即限流保护点。当过载电流消失，V_S2小于比较电路预先设定的基准电压V_ref，此时比较器的翻转由反馈误差电压和V_S2确定，电路进入正常工作状态，实现自动恢复功能。当T₁和比较基准电压V_ref确定后，限流保护点大小由电阻R₃确定，电阻R₃可以由下式计算确定:

V_S2=V_ref=I_P×（NP:NS）×R₃ （6）

可得，R₃=V_ref/[I_P×（N_P:N_S）] （7）

由于功率回路的整流二极管固有的载流子存储效应，整流二极管存在反向恢复时间t_rr，在这一时间内，整个功率变换回路处于短暂的短路状态，在开关电源初级的功率回路会出现 大的短路尖峰电流，该尖峰电流的大小和持续时间和和整流二极管的反向恢复时间密切相关。为了避免该电流尖峰的影响，需要设计屏蔽电路，将该电流尖峰消除。电阻R₄和电容C₁构成低通滤波电路，将瞬态的电流尖峰屏蔽。为了使该低通滤波电路不影响正常的电流采样波形，电阻R₄和电容C₁的时间常数R₄×C₁=（2～3）t_rr，该时间常数远小于一个开关周期。

以上过程实现了自恢复限流保护要求：即当开关电源负载出现过载时，输出电压降低，输出功率维持在一定范围，避免电路因输出功率过大而烧毁，当过载消失后，电路自动恢复正常输出。

当开关电源工作在短路工作状态时，在开关电源初级电流I_P迅速增大，由公式（4）可知，V_S1也迅速增大，当V_S1增大到V_D+V_Z时（V_Z为稳压管D₃的击穿电压），二极管D₂和稳压管D₃导通，电流检测信号通过电阻R₅开始对电容C₂和短路开关M₁的栅电容进行充电，电阻R₅和电容C₂组成积分电路，时间常数R₅×C₂应远大于开关周期，作用是将脉冲信号变换成直流信号，该直流信号作为短路开关M₁栅极（Gate terminal）的控制信号。

随着短路时间的增加，短路开关M₁栅极电平越来越高，当达到短路开关M₁阈值电压上限时，短路开关M₁状态翻转，改变开关电源内部的软启动电路，或者辅助供电电路，或者使能逻辑电路（或禁止逻辑电路）工作状态发生变化，从而使脉宽控制电路停止工作，并最终使开关电源停止工作，实现短路保护。

其中，电阻R₇设定短路开关M₁的直流工作点，确保管路开关M₁正常工作。当开关电源停止工作后，短路电流消失，V_S1迅速减小到零，由于二极管D₂的单向导电特性，使电容C₂只能通过电阻R₆进行放电，当电容C₂电压下降到短路开关M₁阈值电压下限时，短路开关M₁状态再次翻转，开关电源重新工作。

如果短路故障未消除，开关电源会重新进入短路保护状态，进入循环模式；如果短路故障消除，开关电源会重新进入正常工作状态，实现自恢复功能。

从V_Z导通时刻开始，到短路开关M1状态翻转时刻为止，为短路保护检测时间t_S，在该时段内，开关电源功耗P_S=V_in×I_s，P_S为短路功耗，V_in为输入电压，I_s为此时的短路电流，远大于正常工作电流，因此短路功耗比较大；

从V_Z脱离导通时刻开始，到M1状态再次翻转时刻为止，为短路保护延迟时间t_D，在该时段内，开关电源功耗P_R，具体大小和短路保护控制点有关，是维持电路恢复工作的功耗，一般非常小；T_S=t_S+t_D是一个保护周期，在一个周期内的平均功耗如下：

P_AVG=P_S×t_S/T_S+P_R×t_D/T_S （8）

由(8)式可知，增大T_S和降低t_S是降低短路平均功耗，实现有效短路保护的关键。

从上面的分析中可知，降低R₅×C₂的值，可以提高充电速度，降低t_S，但是滤波后的直 流电压纹波分量变大，容易引起误触发，同时，开关电源在启动时，往往存在比较大的短时间的浪涌电流，充电速度太快，可能会导致启动失败。R₅×C₂的取值，应结合启动特性综合考虑。

增大T_S实际上是增大t_D，t_D由电阻R₆和M₁的阈值电压范围确定，当短路开关M₁确定后，调整电阻R₆的取值，即可对t_D进行控制。此外，提高T_S，还可以结合开关电源具体电路设计来采取措施。

以上过程实现了自恢复短路保护要求：即当开关电源出现短路故障时，输出平均功率维持在比较小的值，避免电路因短路过热而烧毁，当短路故障消失后，电路自动恢复正常输出。

在T₁初级无电流流过时，T₁初级电感储存的磁化能量通过电阻R₁放电，实现T₁磁芯复位，避免饱和。当开关电源工作在最低输入电压，输出满载时，对应T₁初级电感的最小放电时间，此时脉宽控制器输出最大占空比D_MAX，及T₁初级电感储存的能量必须在此时间之内放完，方能确保复位。

此时，由于没有电流存在，二极管D₁和二极管D₂均不导通，T₁次级的等效电阻就是电阻R₁，因此，放电时间常数为L_S/R₁，为T₁次级电感，放电时间常数应满足下式：

L_S/R₁≤1/（1-D_MAX） （9）

在T₁初级无电流流过时，电容C₁上储存的电荷也在这一时间通过电阻R₄和电阻R₃放电到零。此时的放电时间常数为（R₄+R₃）×C₁，应满足下式：

（R₄+R₃）×C₁≤1/（1-D_MAX） (7)

结合R₄×C₁=（2～3）t_rr，可以计算出R₂，R₃，R₄和C₁的值。

图5为本发明电路的限流保护时序控制图，其中，图5（a）是电流检测回路波形，图5（b）是经过电阻R₄和电容C₁滤波后的波形，图5（c）是比较器输出波形。在t₀-t₁时间段：开关电源处于反向恢复时期，整个功率回路处于短路状态，功率回路电流迅速增大，出现大的电流尖峰，如图5（a），经过电流尖峰屏蔽电路后，电流尖峰消失，如图5（b），确保比较器输出高；在t₁-t₂时间段：是正常传递能量阶段，比较电路保持高电平；在t₂-t₃时间段：电流检测电路检测到电流达到预定基准电压V_ref，比较器状态翻转，从高变为低，功率回路停止传递能量，同时电容C₁上的电压通过电阻R₃和电阻R₄放电到0；在t₃-t₄时间段：功率回路电流为0，比较器输出低电平，电容C₁电压为0，准备检测下一个电流信号。

图6为本发明电路的短路保护时序控制图。图6（a）是开关电路短路开关M₁的漏极波形，图6（b）是开关电路短路开关M₁的栅极波形，图6（c）是短路保护时的功耗波形。在t₀-t₁时间段：电流检测阶段，此时短路开关M₁栅极处于充电状态，短路开关M₁为关断状态，电路处于短路功耗比较大的状态；在t₁-t₂时间段：短路保护阶段，此时短路开关栅极M₁完成 充电，短路开关M₁饱和导通，开关电源停止工作，电路处于低功耗保护状态，功率短路开关M₁的删极电压通过电阻R₆缓慢放电。由图6（c）可见，检测时间只占整个保护周期的很小一段时间，使得在一个短路保护周期内平均功耗降低，起到有效的短路保护作用。

图7是本发明在反激开关电源中的应用实例，T₁连接功率MOS管直接到地。短路保护电路的短路控制开关直接控制开关电源的内部辅助供电电路，当出现短路故障时，短路开关M₁饱和导通，使开关电源内部辅助供电电路停止工作，PWM控制器因无供电而停止输出，从而使开关电源停止工作。当短路开关M₁的栅极下降到阈值下限时，短路开关M₁状态翻转，内部辅助供电电路，恢复正常工作，进入检测工作阶段，如果短路故障消失，开关电源恢复正常输出，如果短路故障未消除，电路进入循环保护状态。

图8是本发明在正激开关电源中的应用实例，T₁串联在输入和变压器初级之间。短路控制开关电路的输出直接控制开关电源的PWM控制电路，一般控制PWM控制电路的软启动单元或者误差放大器输出，使PWM控制器停止输出，从而使开关电源停止工作。当短路开关M₁的栅极下降到阈值下限时，短路开关M₁状态翻转，PWM控制器恢复正常工作，进入检测工作阶段，如果短路故障消失，开关电源恢复正常输出，如果短路故障未消除，电路进入循环保护状态。

图4中，所述整流电路和电平移位滤波电路中的D2，D3和R5互为串联关系，三个元件的可以互相对换。

以上实施例电路的基本参数为：

电流检测电路中，T₁：匝比为1：100；电阻R₁：1kΩ～5.1kΩ；

整流电路中，二极管D₁，D₂：1N4148；

电流脉冲幅度控制电路中，电阻R₂：51Ω～1kΩ，R₃：5.1Ω～27Ω；

电流尖锋屏蔽电路中，电阻R₄：270Ω～680Ω；电容C₁：220pF～470pF；

比较电路；利用UCC2892（Texas Instruments公司）脉宽控制电路内部比较器实现；

电平移位滤波电路中，稳压管D₃：BZX84C6V8（Diodes公司）；电阻R₅：200Ω～1kΩ；R₆：1ＭΩ～3ＭΩ；电容C₂：0.1μF；

开关电路中，晶体管M₁：2N7002；电阻R₇：1kΩ。

Claims (2)

1.一种具有自恢复功能的限流保护与短路保护电路，其特征在于它包括：

一个电流检测电路，其输入端I_in与开关电源功率回路电流相连，输出与功率回路电流波形相同的电压脉冲信号；

一个整流电路，其输入端与所述电流检测电路的输出端相连，它对电压脉冲信号进行单向传递，输出两路相同的电压脉冲信号；

一个电流脉冲幅度控制电路，其输入端与所述整流电路的一路输出相连，它用于控制电压脉冲信号幅度，输出波形不变、幅度可调的电压脉冲信号；

一个电流尖锋屏蔽电路，其输入端与所述电流脉冲幅度控制电路的输出端相连，它用于屏蔽电压脉冲信号中形成的电压尖峰，输出有效的电压脉冲信号；

一个比较电路，其输入端与所述电流尖锋屏蔽电路的输出端相连，它对电流脉冲信号和基准电压V_ref进行比较，若电流脉冲信号大于基准电压，则输出脉宽控制电路开关信号，实现开关电源的自恢复限流保护；

一个电平移位滤波电路，其输入端与所述整流电路的另一路输出相连，它用于调整整流后的电压脉冲信号幅度，输出上升时间可控的电压直流信号；

一个短路控制电路，其输入端与所述电平移位滤波电路的输出端相连，它在检测到短路工作状态时，发生转换，输出短路保护控制信号，实现开关电源的自恢复短路保护。

2.根据权利要求1所述的自恢复功能的限流保护与短路保护电路，其特征在于所述电流检测电路包括电流取样变压器T₁、电阻R₁，所述整流电路包括二极管D₁、D₂，所述电流脉冲幅度控制电路包括电阻R₂、电阻R₃，所述电流尖峰屏蔽电路包括电阻R₄、电容C₁，所述比较电路包括比较器U₁、基准电压V_ref，所述电平移位滤波电路包括稳压管D₃、电阻R₅、电阻R₆和电容C₂，所述短路控制电路包括NMOS短路开关M₁、电阻R₇和直流电压V₁；

其中，T₁的初级与开关电源的功率回路串联，功率回路的脉冲电流从电流检测电路的Iin+端流入，从Iin－端流出，T₁次级的一端接地，T₁次级的另一端与R₁的一端，D₁，D₂的阳极相接，R₁的另一端接地，R₂的一端与D₁的阴极相连，R₂的另一端接R₃、R₄的一端，R₃的另一端接地，R₄的另一端接C₁的一端和U₁的“-”输入端，C₁的另一端接地，U₁的“+”输入端接基准电压V_ref，D₃的阴极与D₂的阴极相接，D₃的阳极与电阻R₅的一端相接，R₅的另一端与电阻R₆，电容C₂的一端以及M₁的栅极G相接，C₂和R₆另一端接地，M₁的漏极D与R₇的一端相接，R₇的另一端接V₁的正端，V₁的负端与M₁的源极S均接地。