CN103812814A - 解码方法、接收器、装置、ofdm通信系统和计算机程序产品 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种解码方法、接收器、装置、OFDM通信系统和计算机程序产品。描述了在OFDM通信系统的接收器中解码接收到的SC-FDMA码元的方法。所述方法包括：从所有子载波i的信道矩阵H_i、噪声协方差矩阵S以及与所述接收到的SC-FDMA码元相关联的数字信号功率矩阵C计算近似星座能量所述近似星座能量是根据下述表达式计算的： 。所述方法还包括使用相关联的近似星座能量解码接收到的码元。此外，还描述了接收器、装置、OFDM通信系统以及用于这种解码的计算机编程产品。

Description

解码方法、接收器、装置、OFDM通信系统和计算机程序产品

技术领域

本发明涉及一种在OFDM通信系统的接收器中解码接收到的SC-FDMA码元的方法、星座统计计数器、接收器、装置、OFDM通信系统以及用于这种解码的计算机程序产品。

背景技术

长期演进技术(LTE)在手机3G服务中迈出了最近的一步。LTE是提供了高达50兆比特每秒(Mbps)的上行链路速度和高达100Mbps的下行链路速度的3GPP标准。LTE物理层是在增强型基站(eNodeB)和移动用户设备(UE)之间传输数据和控制信息两者的高效方式。LTEPHY采用了正交频分复用(OFDM)和多输入多输出(MIMO)数据传输。特别是，LTE PHY使用了两种类型的OFDM方案：下行链路(DL)上的正交频分多址(OFDMA)和上行链路线(UL)上的单一载波-频分多址(SC-FDMA)。OFDMA允许在指定数目的码元周期中在逐个子载波的基本上向和从多个用户定向数据。SC-FDMA也被称为术语“单一载波-正交频分多址(SC-OFDM)”。

OFDM系统将可用的带宽分成许多较窄的子载波并且以并行流发射数据。每个子载波通过使用不同水平的QAM调制而被调制，取决于信号质量，例如可以是QPSK、QAM、64QAM或者可以是能更高阶。因此，每个OFDM码元是信道中每个子载波上的瞬态信号的线性组合。

每个OFDM码元的前端是循环前缀(CP)，该前缀被用于有效地消除ISI。此外，子载波被紧密地间隔，以高效地利用可用的带宽，而且相邻的子载波之间实际上没有干扰(载波间干扰，或ICI)。OFDM码元包括两个主要组件：CP和FFT周期(TFFT)。有了充分持续时间的CP，前端码元不会溢出到FFT周期中；只存在由当前码元的时间交错“副本”而引起的干扰。一旦信道脉冲响应被确定(使用已知参考信号的周期传输，被称为导频码元)，失真可以通过在逐个子载波的基本上应用振幅和相位移位而被校正。

在LTE下行链路中，OFDMA被用作多路复用方案。在OFDMA中，用户在预定时间量内被分配了特定数目的子载波。这些在LTE规范中被称为物理资源块(PRB)。因此，PRB具有时间和频率维度。PRB的分配由3GPP基站(eNodeB)处的调度功能处置。LTE帧的持续时间是10毫秒。它们被分成10个子帧，每个子帧长为1.0毫秒。每个子帧还被进一步分成两个时隙，每个具有0.5毫秒的持续时间。时隙包括6个或7个ODFM码元，这取决于常规或延长的循环前缀(也被分别称为短和长CP)是否被采用。可用的子载波总数取决于系统整个的传输带宽。LTE规范依据物理资源块(PRB)带宽和可用的PRB数目定义了系统带宽的参数：1.25MHz-20MHz。PRB被定义为对于一个时隙(0.5毫秒)的持续时间包括12个连续子载波。PRB是由基站调度器指配的资源分配的最小元素。发射的下行链路信号在N_symb个OFDM码元的持续时间内包括N_BW个子载波。其可以由所谓的资源栅格表示。资源栅格中的每个框表示用于一个码元周期的单一子载波并且被称为资源元素。注意，在MIMO应用中，对于每个发射天线都有资源栅格。特殊的参考信号被嵌入PRB中。当短CP被使用的时候，参考信号在每个时隙的第一和第五OFDM码元期间被发射，以及当长CP被使用的时候，参考信号在每个时隙的第一和第四OFDM码元期间被发射。注意，每第六个子载波发射了参考码元。此外，参考码元在时间和频率上都是交错。承载参考码元的子载波上的信道响应可以直接从所接收到的参考码元中计算。插值被用于消除剩余子载波上的信道响应。

LTE PHY可以选择性地在基站和UE采用多个收发器，以便增强链路鲁棒性和提高LTE下行链路的数据速率。特别是，当信号的强度低以及多路径条件有挑战性的时候，最大比率合并(MRC)被用于在挑战传播条件方面增强链路可靠性。MIMO是被用于提高系统数据速率的相关技术。为了接收MIMO传输，接收器确定源自每个发射天线的信道脉冲响应。在LTE中，通过从每个发射天线连续发射已知参考信号来确定信道脉冲响应。例如，在Lx=2发射器×Lx=2接收器MIMO系统中，总共有四个信道脉冲响应(C1、C2、C3和C4)。注意当一个发射器天线正在发送参考信号的时候，其它天线处于空闲状态。一旦信道脉冲信号是已知的，数据可以从所有天线同时发射。在两个接收器天线处的两个数据流的线性组合导致了两个方程式和两个未知数的集合，其可被分解成两个原始数据流。

考虑到降低功耗，单一载波-频分多址(SC-FDMA)技术被用于上行链路，以作为被用于LTE下行链路的OFDMA的替代。基本发射器和接收器架构与OFDMA非常相似(几乎相同)，并且它提供了基本上相同程度的多路径保护。在SC-FDMA中，底层波形可以本质上被认为是单一载波。

图1示意性地显示了基本SC-FDMA发射器/接收器布置。注意很多功能块对SC-FDMA和OFDMA来说是共同的，因此在上行链路和下行链路信号链之间存在显著程度的功能共性。在上行链路线的发射链中的功能块包括：

1.星座映射器：将传入比特流转换成单一载波码元(取决于信道条件，BPSK、QPSK或16QAM)；

2.串行/并行转换器：将时域SC码元格式化为用于输入到FFT引擎的块；

3.M点DFT(也被称为FFT块)：将时域SC码元块转换成M离散音调；

4.子载波映射：将DFT输出音调映射到指定子载波，以用于传输。指定子载波是帧中的N_sc个连续子载波的子集，被称为分配；

5.N点IDFT：将映射后的子载波转换成时域，以用于传输；以及

6.循环前缀和脉冲整形：循环前缀被预置(prepend)到SC-FDMA码元，以用与描述OFDM相同的方式来提供多路径免疫。正如在OFDM的例子中，脉冲整形被用于防止频谱再生；

7.RFE:将数字信号转换成模拟信号，并且上变频到RF，以用于传输。

星座映射器、串行/并行转换器、M点DFT以及子载波映射可以一起被称为调制器。

在MIMO应用中，星座映射器、串行/并行转换器以及M点DFT被提供给并行的每个传入比特流，以及子载波映射包括：将Lx发射器天线上的不同M点DFT的DFT输出音调映射到由MIMO编码器块的所谓的层，而DFT输出音调被映射到相同的指定子载波。在多用户MIMO(MU-MIMO)中，天线与不同的UE终端有关。在单一用户MIMO(SU-MIMO)中，发射天线与相同的UE终端有关。

在接收侧链中，过程基本是相反的。正如在OFDM的例子中，SC-FDMA传输可以被认为是离散子载波的线性累加。多路径失真以与下行链路OFDMA系统中基本相同的方式被处置(移除CP，转换成频域，然后在逐个子载波的基础上应用信道校正)。与OFDMA不同，由离散子载波表示的底层SC-FDMA信号是单一载波。

在上行链路中，数据被映射到信号星座上，取决于信道质量所述信号星座可以是QPSK、16QAM、或64QAM。图6示意性地显示了用于QPSK(左)、16QAM(中)以及64QAM(右)的星座图。然而，与使用QPSK/QAM码元直接调制子载波(正如OFDMA中的例子)不同，上行链路码元被顺次地馈送到串行/并行转换器，并且然后到正如图1所显示的FFT块(用于执行M点DFT)。FFT块输出处的结果是QPSK/QAM码元序列的离散频域表示。在转换回时域之前(使用N点IDFT，也被称为IFFT)，FFT块输出处的离散傅里叶项然后被映射到子载波。传输前的最终步骤就是附加CP。

图1也示意性地显示了接收器侧REC，接收链中的功能块是：

1.RFD：将RF信号转换成数字信号。

2.循环前缀移除：循环前缀被移除，以保留只与FFT周期相关联的接收信号向量y；

3.N点DFT：将接收信号向量y从用于传输的时域转换成频域中的相关联映射子载波；

4.频域处理器：在频域中执行均衡并且计算在解调器中使用的统计。在MIMO应用中，还通过频域处理器来执行去映射多个Rx接收器天线流。在MIMO应用中，该去映射给每层提供了信号流；

5.M点IDFT:转换回时域码元块。

6.并行/串行转换器：将时域SC码元格式化为用于输入到FFT引擎的块；

7.解码器：将SC码元解码成信息比特的比特流。

M点IDFT、并行/串行转换器以及解码器可以一起被称为解调器。在MIMO应用中，M点IDFT、并行/串行转换器以及解码器被提供给每个层。

循环前缀移除和N点DFT块针对每个OFDMA/SC-FDMA码元执行天线输入样本的循环前缀移除和离散傅里叶转换(DFT)。每个DFT输入样本可以被称为子载波。根据标准中定义的系统带宽来确定DFT大小N。

图2示意性地显示了正如图1中所显示的上行链路链的频域处理器FDPP的进一步细节。

接收器侧的频域处理器FDPP被布置成：通过使DFT输出和每个SC-FDMA码元的已知发射导频序列关联，来执行信道和噪声估计，以获得估计的信道响应和估计的噪声方差。估计的信道响应通常被表示为信道响应矩阵H和噪声方差矩阵S。对每个SC-FDMA码元和每个子载波估计信道响应和噪声方差。频域处理器还包括频域均衡器，该频域均衡器被布置成均衡DFT输出，以便通过使用估计的信道响应和估计的噪声方差抑制来信道影响。均衡器可以被布置成：根据例如线性最小均方误差准则(LMMSE)或者基于干扰抵消和线性最小均方误差准则的均衡算法，根据例如连续干扰抵消MMSE(SIC-MMSE)准则或者根据并行干扰抵消MMSE(PIC-MMSE)准则来均衡。这些和其它均衡器和准则对本领域内的技术人员是众所周知的并且因此在这里不再详细描述。

所显示的现有技术频域处理器FDPP还包括星座统计计算器CSCP。该星座统计计算器CSCP可能使用估计的信道响应和估计的噪声方差计算星座的平均功率以及在均衡和IDFT阶段之后接收到的干扰的平均功率。星座的平均功率可能还被称为星座功率或星座能量K。干扰的平均功率可能还被称为星座噪声方差或干扰功率U。星座功率或星座能量K以及星座噪声方差或干扰功率U也可能被称为星座统计。

接收器侧的解调器被布置成使用星座功率K和星座噪声方差U来解码IDFT输出解码，以获得每个SC-FDMA码元的信息比特。这里的解调器可能包括星座去映射器和解码器。该星座去映射器和解码器可能形成集成块，或者可以被提供为单独的块。星座去映射器也可以被称为项去映射器。解调器可能包括Turbo解码器。Turbo解码器的一个例子例如“Gilberto Berardinelli,Carles Navarro Manch′on,Luc Deneire,Troels B.Preben Mogensen,Kari Pajukoski,“Turbo Receiversfor Single User MIMO LTE-A Uplink”(用于单一用户MIMO LTE-上行链路的Turbo接收器),IEEE69th Vehicular Technology Conf.,April2009.pp.1-5(还被称为Berardinelli)”中被描述。去映射器使用K和U以便计算需要用于解码的对数似然比量度(LLR)。解调器替代地可能包括基于最大似然欧几里得的解码器(该解码器例如用于所谓的雷德米勒解码器(Reed-Muller decoder)中的LTE)。这种基于最大似然欧几里得的解码器使用K以便在计算IDFT输出信号和假设信号之间距离之前调节归一化的星座假设。多个Turbo解码器、基于最大似然欧几里得的解码器以及其它解码器在本领域中是众所周知的。

最优或传统的以及不同的接收器算法已经在文献中被描述过。例如，“Narayan Prasad,Shuangquan Wang,and Xiaodong Wang,“EfficientReceiver Algorithms for DFT-Spread OFDM Systems(DFT传播OFDM系统的有效接收器算法)”,IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESSCOMMUNICATIONS,VOL.8,NO.6,JUNE2009,p.3216–3225”的文章将替代算法与传统算法进行比较。大部分提出的接收器算法要求大量的被实施资源。

发明内容

正如附属权利要求中所描述的，本发明提供了一种在OFDM通信系统的接收器中解码接收到的SC-FDMA码元的方法、星座统计计算器、接收器、装置、OFDM通信系统以及用于这种解码的计算机程序产品。

本发明的具体实施例在附属权利要求中被陈述。

根据下文中描述的实施例，本发明的这些或其它方面将会很明显并且被阐述。

附图说明

根据附图，仅仅通过举例的方式，本发明的进一步细节、方面和实施例将被描述。为了简便以及清晰，附图中的元件不一定按比例绘制。

图1示意性地显示了SC-FDMA发射器/接收器布置的例子；

图2示意性地显示了频域处理器的例子；

图3示意性地显示了星座统计的计算的例子；

图4示意性地显示了示例算法的性能的例子；

图5示意性地显示了接收器；

图6示意性地显示了LTE的星座图；

图7示意性地显示了通信系统；以及

图8显示了包括了计算机程序产品的计算机可读介质。

附图中的元件说明是为了简便以及清晰，不一定按比例绘制。在附图中，对应于已被描述的元件的元件可能有相同的参考码元。

具体实施方式

本发明引言中所描述的现有技术方法和接收器可能使用传统的接收器算法，其中星座统计根据所谓的最优算法被计算。

根据最优算法，从分配的所有N_sc个子载波i的信道矩阵H_i，其中i=0，…N_sc、噪声协方差矩阵S以及数字信号功率矩阵C，对于每个SC-FDMA码元，依照下述表达式来计算最优星座能量K_opt和最优星座方差U_opt：

$K_{\mathrm{opt}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left({(H_i^H{S}^{-1}{H}_i+C^{-1})}^{-1}{H}_i^H{S}^{-1}{H}_i\right)$

$U_{\mathrm{opt}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left({(H_i^H{S}^{-1}{H}_i+C^{-1})}^{-1}\right)$

通过最优算法，在分配的所有子载波1，…N_sc上取平均。根据已知方法，信道矩阵H_i、噪声协方差矩阵S和数据信号功率矩阵C可以从信道和噪声估计中获得。信道矩阵H_i的尺寸可以是Rx×Lx，噪声协方差矩阵S的尺寸可以是Rx×Rx以及数据信号功率矩阵C的尺寸可以是Lx×Lx，其中Lx对应于用于MIMO通信的发射天线数目以及Rx对应于接收器天线数目。数据信号功率矩阵C是尺寸为Lx×Lx的对角矩阵，其中Lx是发射天线数目。数据信号功率矩阵C的对角元素保持相关联层的平均功率。在LMMSE均衡方案中，数据信号功率矩阵C可以是单位矩阵。在干扰抵消方案中，例如在SIC-MMSE和PIC-MMSE中，根据特定干扰抵消方法，数据信号功率矩阵C可以根据已知技术被获得。

图3根据一个实施例，示意性地显示了星座统计的计算的例子。

在第一阶段11中，该方法接收分配的所有N_sc个子载波i的信道矩阵H_i，其中i=0，…N_sc,以及噪声协方差矩阵S。根据已知方法，信道矩阵H_i和噪声协方差矩阵S可以从信道和噪声估计中获得。信道矩阵H_i的尺寸可以是Rx×Lx，噪声协方差矩阵S的尺寸可以是Rx×Rx，其中Lx对应于用于MIMO通信的发射天线数目以及Rx对应于接收器天线数目。在第二阶段12中，该方法根据下述表达式计算分配的每个子载波i的变量Q_i：

$Q_i=H_i^H{S}^{-1}{H}_i$

在第三阶段13中，该方法计算在分配的所有子载波i=0，…N_sc,上计算的变量Q_i的平均值，以获得平均值

对此，该阶段13计算：

$\hat{Q}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i$

在第四阶段14中，该方法获得数据信号功率矩阵C。对此，第四阶段14可能使用已知技术以获得该数据信号功率矩阵C。如上所述，数据信号功率矩阵C可以是LMMSE均衡方案中的单位矩阵。在干扰抵消方案中，例如在SIC-MMSE和PIC-MMSE中，数据信号功率矩阵C可以不同于该单位矩阵。数据信号功率矩阵C的尺寸可以是Lx×Lx，其中Lx对应于用于MIMO通信的发射天线数目。

在第五阶段中，该方法根据下述表达式从平均值

和数据信号功率矩阵C计算近似星座能量

$\hat{K}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\hat{Q}\right)$

因此，该方法有效地使用了近似算法，该算法被布置成计算每个SC-FDMA码元的近似星座统计。根据该近似算法，根据下述表达式，从所有子载波i的信道矩阵H_i、噪声协方差矩阵S和数据信号功率矩阵C计算近似星座能量

$Q_i=H_i^H{S}^{-1}{H}_i$

$\hat{Q}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i$

$\hat{K}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\hat{Q}\right)$

在近似算法中使用的近似星座能量

的公式可以与在最优算法中使用的最优星座能量K_opt进行比较，当依据变量Q_i被重写的时候，该最优算法变为：

$K_{\mathrm{opt}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left({(H_i^H{S}^{-1}{H}_i+C^{-1})}^{-1}{H}_i^H{S}^{-1}{H}_i\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left({(Q_i+C^{-1})}^{-1}{Q}_i\right)$

比较这些公式显示了已知公式首先确定每个子载波的所有矩阵diag((Q_i+C^-1)^-1Q_i)，然后对这些结果平均化，然而所述近似算法首先在子载波上的所有Q_i上进行平均化，然后确定它的对角矩阵diag。因此，所述近似算法需要较少的矩阵操作并且当在软件中实施的时候，可能因此导致实施和/或循环计数复杂度的显著下降。

正如第六阶段16，该方法可能给解码器(例如最大似然解码器、或去映射和Turbo解码器、或另一个解调器)提供近似星座能量

以获得信号比特。

根据进一步实施例，第五阶段也根据下述表达式计算近似星座方差

$\hat{U}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\right)$

这个可以与最优星座方差U_opt的已知公式进行比较，依据变量Q_i被重写：

$U_{\mathrm{opt}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left({(H_i^H{S}^{-1}{H}_i+C^{-1})}^{-1}\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left({(Q_i+C^{-1})}^{-1}\right)$

再一次地，在最优和近似算法公式之间的比较显示了当在软件中实施的时候，近似算法可能需要显著下降的实施和/或循环计数复杂度。

在进一步实施例中，第六阶段16可能也给解码器提供近似星座方差

当解码的时候，该解码器然后可能也使用近似星座方差

该方法可能还包括下阶段20，该阶段包括使用相关联的近似星座能量

来解码接收到的码元。解码接收到的码元可能还使用近似星座方差

该解码可能包括Turbo解码。该解码可能包括基于最大似然欧几里得的解码。

该方法可能还包括从信道矩阵估计的至少一个或多个接收到的SC-FDMA导频码元确定所有子载波i的信道矩阵H_i，以及从所述至少一个或多个接收到的SC-FDMA导频码元确定所述噪声协方差矩阵。因此，基于至少一个或多个接收到的SC-FDMA导频码元，可以为每个SC-FDMA码元执行信道矩阵H_i和噪声协方差矩阵S的估计。例如，一个子帧可以由14个码元组成：UE在12个码元上发射了将要被解码的数据，以及UE在2个码元上发射了导频码元，这些导频码元对基站来说是已知的并且可以被基站用于估计H和S，以便解码与数据相关联的12个码元。

该方法可能还包括从至少一个或多个接收到的SC-FDMA码元确定数据信号功率矩阵C。

接收器可以是LTE接收器以及OFDM通信系统可以是LTE通信系统。

图4显示了最优算法和近似算法模拟的对比。横轴表示所考虑的带宽中的以dB表示的信噪比(SNR)。纵轴表示块错误率(BLER)。模拟通过使用16-QAM调制、SIC-MMSE均衡、2发射器×2接收器MIMO应用、在3GPP标准文件ETSI TS 136 104 V10.7.0(2012-07)中定义的EVA-70Hz衰落信道模型被执行，“LTE;演进通用地面无线电接入(E-UTRA);基站(BS)无线电发射和接收(3GPP TS 36.104版本10.7.0Release 10)”，0.75的编码速率和每个子帧100个分配。曲线BND表示K=U=1并且被用作参考。曲线OPT表示最优算法。曲线APR表示近似算法，可以从图4中观察到近似算法的性能与最优算法的性能基本一样。

与最优算法比较，近似算法有下降的复杂度。这可以例如通过比较用于执行算法的资源需求来说明。下面给出的比较的例子每个子帧使用12个SC-FDMA数据码元、每秒100个子帧以及20MHz的系统带宽。

以每秒数百万循环(MCPS)表示，对于这个例子，在三个不同的Lx×Rx(1×2、2×2、2×4)MIMO情形中，最优算法需要：

其中N_sc表示在一个分配中子载波的数目以及N_oc是在整个带宽中已占用的子载波的数目。公式中的数目12表示每个子帧的12个SC-FDMA数据码元。因此，在20MHz中，N_oc=1200，即1200个已占用的子载波。公式中的U的项Lx⁴对应于求逆Lx×Lx矩阵所需的操作数目。公式中的K的项Lx³对应于相乘Lx×Lx矩阵所需的操作数目。

对于近似算法，矩阵求逆和矩阵相乘在每个分配、每个码元中执行，以及这个例子的资源需求是：

其中N_alloc表示每个子帧的分配的数目，这对于所示MPCS对应于N_alloc=100，即每个子帧的12个子载波的100个分配。再一次地，公式中的数目12表示每个子帧的12个SC-FDMA数据码元，公式中的U的项Lx⁴对应于求逆Lx×Lx矩阵所需的操作数目，以及公式中的K的项Lx³对应于相乘Lx×Lx矩阵所需的操作数目。

可以注意，由于这个操作可以在没有附加的MCPS的情况下被执行，因此用于平均的MPCS不包括在既不是近似算法也不是最优算法的MPCS计数中。

因此，近似算法可能比最优算法需要了显著下降的操作数目(减少90%)。较少数目的操作可能使软件的实施在可编程DSP可以编程微控制器中是可行的。近似算法降低的复杂度可能替代地和/或额外地允许缩小尺寸的硬件实施，因此缩小了半导体器件面积并且减少了相关费用。

图5根据一个实施例，示意性地显示了包括了频域处理器FDPE的接收器。类似于引言中所描述的现有技术接收器，该接收器还包括用于将从一个或多个天线中接收到的RF信号转换成数字信号的RFD单元、用于移除循环前缀以保留只与FFT周期有关的接收信号向量y的CP移除单元以及用于将接收信号向量y从时域转换成频域中的相关联映射子载波的N点DFT单元。频域处理器FDPE包括信道和噪声估计器以及频域均衡器，这些可能对应于现有技术信道和噪声估计器以及现有技术频域均衡器，例如，参照图2所描述的。根据一个实施例，该频域处理器FDPE还包括星座统计计算器CSCE。该星座统计计算器CSCE也可以被称为星座统计单元CSCE。根据上述任何一个实施例，星座统计计算器CSCE被布置成执行计算近似星座能量并且可选地计算近似星座方差

的方法。因此，在一个实施例中，星座统计计算器CSCE可以被布置成计算并提供近似星座能量

以及近似星座方差

接收器可能包括可编程处理器。该可编程处理器可以被布置成执行程序代码，所述程序代码包括指令，所述指令引起可编程处理器执行根据上述任何一个实施例所述的方法，或至少计算近似星座能量

并且可选地计算近似星座方差

该处理器可能包括被特别设计用于执行该方法的半导体电路。该接收器可以是LTE接收器。

图7根据一个实施例，示意性地显示了通信系统COMSYS。通信系统COMSYS可以是LTE系统。通信系统COMSYS包括增强型基站eNB和用户设备UE。根据上述实施例，增强型基站eNB可能包括星座统计单元CSCE。额外地或替代地，根据上述实施例，用户设备UE可能包括星座统计单元CSCE。

因此，一方面提供了包括了上述接收器的装置。该装置可以是增强型基站eNodeB。该装置可以是用户设备UE。

该装置可以是包括了基站接收器的增强型基站eNB，其中该基站接收器包括了被布置成计算如上所述的近似星座能量

和近似星座方差

的星座统计单元CSCE以及被布置成使用近似星座功率和近似星座噪声方差

获得每个SC-FDMA码元的信息比特的星座去映射器。

该装置可以是包括了UE接收器的用户设备UE，其中该UE接收器包括了被布置成计算如上所述的近似星座能量

和近似星座方差

的星座统计单元CSCE以及被布置成使用近似星座功率

和近似星座噪声方差

获得每个SC-FDMA码元的信息比特的星座去映射器。

一方面提供了包括了增强型基站(eNodeB)eNB和用户设备UE的通信系统，eNodeB和UE中的至少一个包括被布置成计算如上所述的近似星座能量

和近似星座方差

的星座统计单元CSCE。

该通信系统可以是OFDM通信系统。

图8显示了包括了计算机程序产品3100的计算机可读介质3000。计算机程序产品3100包括引起处理装置执行在OFDM通信系统的接收器中解码接收到的SC-FDMA码元的方法的指令。计算机程序产品3100可能还包括引起该处理器装置执行接收链的其它处理阶段，例如频域处理。计算机程序产品3100可以作为物理标记或通过计算机可读介质3000的磁化方式呈现在计算机可读介质3000上。然而，也可想到任何其它合适的实施例。此外，应了解虽然计算机可读介质3000作为光盘显示在图8中，计算机可读介质3000可以是任何合适的计算机可读介质，例如硬盘、固态存储器、闪存等等，并且可以是不可记录的或者可以记录的。

因此，本发明可以在计算机程序中被实现。该程序用于在计算机系统上运行，至少包括用于当在可编程装置上，例如计算机系统或启动可编程装置以执行根据本发明的器件或系统的功能，运行时，执行一种根据本发明的方法的代码部分。计算机程序可能例如包括一个或多个:子程序、函数、程序、对象方法、对象实现、可执行的应用程序、小程序、小服务程序、源代码、对象代码、共享库/动态装载库和/或设计用于在计算机系统上的执行的其它指令序列。计算机程序可以被提供在数据载体上，例如存储着数据的CD-rom或磁盘上，该数据可加载到计算机系统的存储器中，该数据表示计算机程序。该数据载体可以还是数据连接，例如电话电缆或无线连接。

在前面的说明中，参照本发明实施例的特定例子已经对本发明进行了描述。然而，很明显各种修改和变化可以在不脱离附属权利要求中所陈述的本发明的宽范围精神及范围的情况下被做出。例如，这些连接可以是任何类型的连接。该连接适于将信号从或传输到各自的节点、单元或器件，例如通过穿孔中间器件。因此，除非暗示或说明，连接，例如，可能是直接连接或间接连接。

本发明所讨论的导体可以关于单一导体、多个导体、单向导体、或双向导体被说明或描述。然而,不同实施例可能改变导体的实现。例如,可以使用单独单向导体而不是双向导体,反之亦然。此外,多个导体可以被替换为连续地或以时间多路复用方式传输多个信号的单一导体。同样地,携带多个信号的单一导体可以被分离成各种不同的携带这些信号的子集的导体。因此,存在传输信号的许多选项。

由于实施本发明的器具大部分是由本领域所属技术人员所熟知的电子元件以及电路组成，电路的细节不会在比上述所说明的认为有必要的程度大的任何程度上进行解释。对本发明基本概念的理解以及认识是为了不混淆或偏离本发明所教之内容。

关于具体导电类型或电位极性，虽然本发明已被描述，技术人员知道导电类型和电位极性可以是相反的。

此外，在描述和权利要求中的术语“前面”、“后面”、“顶部”、“底部”、“上面”、“下面”等等，如果有的话，是用于描述性的目的并且不一定用于描述永久性的相对位置。应了解术语的这种用法在适当的情况下是可以互换的以便本发明所描述的实施例例如，能够在其它方向而不是本发明所说明的或在其它方面进行操作。

本发明所使用的术语“程序”，被定义为设计用于在计算机系统上执行指令的序列。程序，或计算机程序可能包括一个或多个:子程序、函数、程序、对象方法、对象实现、可执行的应用程序、小程序、小服务程序、源代码、对象代码、共享库/动态装载库和/或设计用于在计算机系统上的执行的其它指令序列。

上述一些实施例，如果适用的话，可以通过使用各种不同的信息处理系统被实施。例如，虽然图1及其讨论描述了示例信息处理结构，该示例架构被呈现仅仅是为了在讨论本发明的各个方面提供有用的参考。当然，为了讨论，该架构的描述已经被简化，并且，这只是其中一个可以根据本发明被使用的很多不同类型的合适架构。本领域所属技术人员将认识到逻辑块之间的界限仅仅是说明性的并且替代实施例可能合并逻辑块或电路元件或在各种逻辑块或电路元件上强加替代的分解功能。

因此，应了解本发明描述的架构仅仅是示例的，并且事实上实现相同功能的很多其它架构可以被实现。应了解这里所描述的电路只是示例的。从抽象的但仍有明确意义上来说，为达到相同功能的任何元件的布置是有效的“关联”，以便实现所需功能。因此，为实现相同功能的任何组件的布置是有效地“关联”以便所需的功能得以实现。因此，为实现特定功能，本发明中结合在一起的任何两个组件可以被看作彼此“相关联”以便所需的功能得以实现，不论架构还是中间组件。同样地，如此关联的任何两个组件还可以被认为是彼此被“可操作连接”或“可操作耦合”以实现所需的功能。

此外，本领域所属技术人员将认识到上述描述的操作功能之间的界限只是说明性的。多个操作的功能可以组合成单一的操作，和/或单一的操作功能可以分布在附加操作中。而且，替代实施例可能包括特定操作的多个实例，并且操作的顺序在各种其它实施例中会改变。

此外,本发明不限定在非程序化硬件中被实现的物理器件或单元,但也可以应用在可编程器件或单元中。这些器件或单元通过操作能够执行所需的器件功能。该执行是根据合适的程序代码进行的。此外，这些器件可以被物理地分散在一些装置上，同时在功能上作为单一的器件操作。同时，功能上形成单独的器件的器件可以被集成在单一的物理器件中。同时，在一个或多个半导体器件中的单元和电路可以被适当地组合。

然而，其它修改、变化和替代也是可能的。说明书和附图相应地被认为是从说明性的而不是严格意义上来讲的。

在权利要求中，放置在括号之间的任何参考码元不得被解释为限定权利要求。单词“包括”不排除其它元件或然后在权力要求中列出的那些步骤的存在。此外，本发明所用的“a”或“an”被定义为一个或多个。并且，在权利要求中所用词语如“至少一个”以及“一个或多个”不应该被解释以暗示通过不定冠词“a”或“an”引入的其它权利要求元件限定任何其它特定权利要求。所述特定权利要求包括这些所介绍的对发明的权利元件，所述权利元件不仅仅包括这样的元件。即使当同一权利要求中包括介绍性短语“一个或多个”或“至少一个”以及不定冠词，例如“a”或“an”。使用定冠词也是如此。除非另有说明，使用术语如“第一”以及“第二”是用于任意区分这些术语描述的元件的。因此，这些术语不一定表示时间或这些元件的其它优先次序。某些措施在相互不同的权利要求中被列举的事实并不表示这些措施的组合不能被用于获取优势。

Claims (15)

1.一种在OFDM通信系统的接收器中解码接收到的SC-FDMA码元的方法，所述方法包括：

根据下述表达式，从所有子载波i的信道矩阵H_i、噪声协方差矩阵S以及与所述接收到的SC-FDMA码元相关联的数字信号功率矩阵C，来计算近似星座能量

$Q_i=H_i^H{S}^{-1}{H}_i$

$\hat{Q}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i$

$\hat{K}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\hat{Q}\right),$ 以及

使用相关联的所述近似星座能量

来解码所述接收到的码元。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：根据下述表达式，计算近似星座方差

$\hat{U}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\right)$

以及其中，解码所述接收到的码元的步骤还使用近似星座方差

3.根据任何一项前述权利要求所述的方法，其中，所述解码包括Turbo解码、或基于最大似然欧几里得的解码。

4.根据任何一项前述权利要求所述的方法，其中，所述接收器是LTE接收器，以及所述OFDM通信系统是LTE通信系统。

5.根据任何一项前述权利要求所述的方法，所述方法还包括：

从至少一个接收到的SC-FDMA导频码元确定所有子载波i的所述信道矩阵H_i，作为信道矩阵估计，以及

从所述至少一个接收到的SC-FDMA导频码元确定所述噪声协方差矩阵。

6.根据权利要求5所述的方法，所述方法还包括：从所述至少一个接收到的SC-FDMA码元确定所述数据信号功率矩阵C。

7.一种用于OFDM通信系统中接收器的星座统计计算器(CSCE)，所述星座统计计算器(CSCE)被布置成：根据下述表达式，从所有子载波i的信道矩阵H_i、噪声协方差矩阵S以及与接收到的SC-FDMA码元相关联的数字信号功率矩阵C，来计算近似星座能量

$Q_i=H_i^H{S}^{-1}{H}_i$

$\hat{Q}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i$

$\hat{K}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\hat{Q}\right)$

8.根据权利要求7所述的星座统计计算器(CSCE)，还被布置成：根据下述表达式来计算近似星座方差

$\hat{U}=\mathrm{diag}\left({(\hat{Q}+C^{-1})}^{-1}\right)$

9.一种接收器(RECE)，被布置成执行根据权利要求1-10中任何一项所述的方法和/或包括根据权利要求7或8所述的星座统计计算器(CSCE)。

10.根据权利要求9所述的接收器，所述接收器包括可编程处理器，所述可编程处理器被布置成执行程序代码，所述程序代码包括用于引起所述可编程处理器执行所述方法的指令。

11.根据权利要求9所述的接收器，所述接收器包括半导体电路，所述半导体电路被特别地设计以执行所述方法。

12.根据权利要求9-11中任何一项所述的接收器，所述接收器是LTE接收器。

13.一种装置，包括根据权利要求7或8所述的星座统计计算器(CSCE)或根据权利要求10-12中任何一项所述的接收器。

14.一种OFDM通信系统，包括根据权利要求13所述的至少一个装置。

15.一种计算机程序产品(3100)，包括指令，所述指令用于引起处理器系统根据在可编程目标(2)上可执行的程序代码，执行在OFDM通信系统的接收器中解码接收到的SC-FDMA码元的方法，所述方法是根据权利要求1-6中的任何一项。

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