CN103782514A - 通用音频功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种具有四象限电源的音频功率放大器，四象限电源具有包括平面变压器的同步输出整流器。放大器包括第一放大单元，第一放大单元包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器。控制电子器件提供信号输入至第一放大单元。

Description

通用音频功率放大器

技术领域

背景技术

本公开涉及通用音频功率放大器。

开关放大器（也称为D类放大器）通过将输入信号调制成一系列脉冲来放大该信号，该一系列脉冲驱动以开关模式操作的一对互补的晶体管。这些晶体管交替地将正电源和负电源耦合到输出，其总和地产生输入信号的放大表示。

发明内容

一般而言，在一些方面，音频功率放大器具有四象限电源，四象限电源具有包括平面变压器的同步输出整流器。放大器包括第一放大单元，第一放大单元包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器。控制电子器件提供信号输入至第一放大单元。

实施方式可以包括下列特征中的一个或多个特征。音频功率放大器包括第二放大单元，第二放大单元包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器。每个放大单元包括：在放大信号输出和负载端子之间的输出滤波器、具有耦合到开关电压放大器的命令信号输入的电流补偿的命令信号输出的电流补偿器、将在输出滤波器处测量的电流的测量结果反馈至电流补偿器的求和输入的内部电流反馈回路、具有耦合到电流补偿器的求和输入的电压补偿的命令信号输出的电压补偿器以及将在负载端子处的电压反馈至电压补偿器的求和输入的外部电压反馈回路。可以包括从第一放大单元的电压补偿器的电压补偿的信号输出到第二放大单元的电流补偿器的求和输入的第一受控信号路径。第二放大单元可以被配置为当第一受控信号路径被激活时将第一放大单元的电压补偿的命令信号代替第二放大单元的电压补偿的命令信号来用作至第二放大单元的电流补偿器的输入。控制电子器件可以提供信号输入至第二放大单元并且控制第一受控信号路径，使得第一放大单元和第二放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。第一放大单元和第二放大单元可以通过各自放大独立的信号并且在它们独立的输出端子上提供放大信号而在独立负载的情况下是可操作的。第一放大单元和第二放大单元可以通过各自放大经由第一受控信号路径从第一放大单元到第二放大单元所提供的同一信号并且在它们独立的输出端子上提供相同的放大信号而在并行驱动共同负载中是可操作的，独立的输出端子将耦合到负载的共同输入端子。第一放大单元和第二放大单元可以通过放大第一放大单元中的第一信号和放大第二放大单元中的第一信号的反相拷贝并且在它们独立的输出端子上提供它们各自的放大信号而跨桥接式负载是可操作的，独立的输出端子将耦合以分开负载的输入端子。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。放大器还可以包括与第一放大单元和第二放大单元基本上相同的第三放大单元和第四放大单元。可以提供从第三放大单元的电压补偿器的电压补偿的命令信号输出到第四放大单元的电流补偿器的求和输入的第二受控信号路径。控制电子器件还提供信号输入至第三放大单元和第四放大单元并且控制第二受控信号路径，使得第三放大单元和第四放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的。放大单元中的所有四个放大单元可以在第一放大单元和第二放大单元并行驱动桥接式负载的第一侧并且第三放大单元和第四放大单元并行驱动桥接式负载的第二侧的情况下是可一起操作的。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。四个放大单元通过以下方式可以是可一起操作的：（a）在第一放大单元和第二放大单元中的每个放大单元中放大第一信号，第一信号经由第一受控信号路径从第一放大单元被提供至第二放大单元，并且在第一放大单元和第二放大单元的独立输出端子上提供相同的、放大的第一信号；以及（b）在第三放大单元和第四放大单元中的每个放大单元中放大第一信号的反相拷贝，反相拷贝经由第二受控信号路径从第三放大单元被提供至第四放大单元，并且在第三放大单元和第四放大单元的独立输出端子上提供相同的、放大的、反相的第一信号。第一放大单元和第二放大单元的输出端子可以耦合至负载的第一输入，并且第三放大单元和第四放大单元的输出端子可以耦合至负载的第二输入。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。同步输出整流器可以包括MOSFET。第一受控信号路径可以包括由控制电子器件控制的开关。开关电压放大器可以各自包括调制器、门驱动器、一对晶体管以及耦合在晶体管的源极端子和漏极端子之间的一对二极管。晶体管可以包括MOSFET，二极管是MOSFET固有的。输出滤波器可以包括输出电感器，并且所测量的电流是通过输出电感器的电流。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。放大器可以包括第二放大单元、第三放大单元和第四放大单元，各自包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器。每个放大单元可以包括在放大信号输出和负载端子之间的输出滤波器、具有耦合到开关电压放大器的命令信号输入的电流补偿的命令信号输出的电流补偿器、将在输出电感器处测量的电流的测量结果反馈至电流补偿器的求和输入的内部电流反馈回路、具有耦合到电流补偿器的求和输入的电压补偿的命令信号输出的电压补偿器以及将在负载端子处的电压反馈至电压补偿器的求和输入的外部电压反馈回路。第一放大单元和第二放大单元可以具有从第一放大单元的电压补偿器的电压补偿的命令信号输出到第二放大单元的电流补偿器的求和输入的第一受控信号路径。第二放大单元可以被配置为当第一受控信号路径被激活时将第一放大单元的电压补偿的命令信号代替第二放大单元的电压补偿的命令信号来用作至第二放大单元的电流补偿器的输入。第三放大单元和第四放大单元具有从第三放大单元的电压补偿器的电压补偿的命令信号输出到第四放大单元的电流补偿器的求和输入的第二受控信号路径。第四放大单元可以被配置为当第二受控信号路径被激活时将第三放大单元的电压补偿的命令信号代替第四放大单元的电压补偿的命令信号来用作至第四放大单元的电流补偿器的输入。控制电子器件可以提供信号输入至第二、第三放大单元和第四放大单元中的每个放大单元并且控制第一受控信号路径和第二受控信号路径，使得放大单元中的第一放大单元和第二放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的；放大单元中的第三放大单元和第四放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的；以及放大单元中的所有四个放大单元在第一和第二单元并行驱动桥接式负载的第一侧并且第三和第四单元并行驱动桥接式负载的第二侧的情况下是可一起操作的。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。放大器还可以包括第二放大单元，第二放大单元包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器。控制电子器件可以提供信号输入至第二放大单元并且控制第一放大单元和第二放大单元，使得第一放大单元和第二放大单元在三种模式中的每种模式中是可操作的。该三种模式包括（i）第一模式，其中第一放大单元放大第一信号并且驱动第一负载，并且第二放大单元放大第二信号并且驱动第二负载；（ii）第二模式，其中第一放大单元放大第一信号，第二放大单元放大第一信号，并且第一放大单元和第二放大单元的放大信号输出并行地驱动第一共同负载的单个端子；以及（iii）第三模式，其中第一放大单元放大第一信号，第二放大单元放大第一信号的反相，并且第一放大单元和第二放大单元的放大信号输出驱动具有桥接式负载配置的共同负载的相反端子。

实施方式可以包括另外的下列特征中的一个或多个特征。放大器还可以包括与第一放大单元和第二放大单元基本上相同的第三放大单元和第四放大单元。控制电子器件还可以提供信号输入至第三放大单元和第四放大单元并且控制第三放大单元和第四放大单元，使得第三放大单元和第四放大单元对于以下各项是可操作的：（a）在独立各自的第三负载和第四负载的情况下，（b）在并行地并行驱动第二共同负载的单个端子中，或者（c）用于驱动具有桥接式负载配置的共同负载的相反端子。

根据另一方面，一种放大音频信号的方法包括提供具有包括平面变压器的同步输出整流器的四象限电源。提供包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器的第一放大单元。提供控制电子器件，控制电子器件提供信号输入至第一放大单元。

实施方式可以包括下列特征中的一个或多个特征。提供第二放大单元。在第一放大单元和第二放大单元中的每个放大单元中，放大开关电压放大器中的电流补偿的命令信号，并且提供放大信号输出。测量通过在开关电压放大器的放大信号输出与负载端子之间的输出滤波器的电流，并且产生电流测量结果。电流测量结果经由内部电流反馈回路被反馈至电流补偿器的求和输入。在电流补偿器处，（i）将电流测量结果与电压补偿的命令信号比较，（ii）电流补偿的命令信号被提供至开关电压放大器，（iii）在第一/第二放大单元的负载端子处的电压经由外部电压反馈回路被反馈至电压补偿器的求和输入，（iv）在电压补偿器处，将反馈电压与输入命令信号比较，并且（v）电压补偿的命令信号被提供至电流补偿器的求和输入。从第一放大单元的电压补偿器的输出到第二放大单元的电流补偿器的求和输入的第一受控信号路径被控制，以选择性地将第一放大单元的电压补偿的命令信号代替第二放大单元的电压补偿的命令信号来提供至第二放大单元的求和输入。信号输入被提供至第一放大单元和第二放大单元，并且第一受控信号路径被控制，以选择性地在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载操作第一放大单元和第二放大单元。

优点包括全面的可配置性和高效率。放大器可以在不修改硬件的情况下服务各种连接拓扑、负载阻抗和功率水平。能够从单个放大器驱动在宽的阻抗范围的扬声器允许放大器支持各种各样的音频系统配置，而无需一组多样的放大器产品。

根据说明书和权利要求，其它特征和优点将是显而易见的。

附图说明

图1A至图1D示出了放大器-扬声器拓扑的框图。

图2示出了单个放大器级的电路图。

图3示出了具有桥式配置的两个放大器级的电路图。

图4示出了具有并行配置的两个放大器级的电路图。

图5示出了具有并行-桥式配置的四个放大器级的电路图。

图6示出了可配置的放大器系统的电路图。

图7示出了隔离转换器的电路图。

图8A至图8C示出了通过图7的隔离转换器的功率流。

图9A示出了代表性的D类放大器的电路图。

图9B和图9C示出了通过图9A的放大器的能量流。

图10示出了被安装至电路板的平面变压器。

图11是沿线11-11观察的图10的剖视图。

具体实施方式

功率放大器可以以若干拓扑连接至它们的负载，这取决于负载的性质和预期用途。图1A至图1D示出了用于将功率放大器连接至扬声器的四种拓扑。在图1A中，单个放大器10通过提供功率至扬声器的一个端子来驱动扬声器20，同时另一端子接地。这是有时被称为“半桥”的典型配置。在图1B中，示出了“全桥”配置，其中使用了两个放大器10和12，一个放大器连接至扬声器22的每个端子。使用至第一放大器10的信号的反相来驱动第二放大器12，因此跨扬声器22的总电压加倍，而电流仍保持与半桥配置中的电流相同。通过在相同电流下提供两倍的电压，该配置可以驱动具有比可以由半桥驱动的扬声器更大阻抗的扬声器。其可以提供更大的总功率，或者具有较少每放大器耗散的相同功率。该操作模式在音频放大器领域中普遍存在，并且经常被称为“BTL”（桥接式负载）配置。

在图1C中，两个放大器10和12并行连接至扬声器24上的共同端子，而另一端子接地。这被称为“并行”配置。并行配置在与半桥配置相同的电压下传送两倍的电流，这对于在与BTL配置相同的功率水平下驱动较小的阻抗而言是有用的。例如，如果半桥被优化为提供500W至4Ω负载，则用于提供相同功率到2Ω负载中所需的电流或者用于提供相同功率到8Ω负载所需的电压可以位于或者超过放大器的限制。并行配置可以驱动500W到2Ω负载中而具有单个半桥的耗散的一半，或者在每个半桥可以处理电流的情况下驱动全部的1kW。在另一方面，BTL配置可以驱动500W到8Ω负载中而不接近其电压限制，或者在电压可用的情况下驱动全部的1kW。

最后，在图1D中，使用四个放大器10、12、14和16，其中一对并行的放大器连接至扬声器26的每个端子。使用另一对放大器14和16的相反信号驱动一对放大器10和12。这被称为并行-桥接配置，并且针对四倍于其功率而传送两倍于单个半桥的电压和电流。使用与以上相同的示例，如果每个半桥被优化为在4Ω下的500W，则并行-桥接配置可以传送2kW到4Ω负载而具有每个放大器级的相同电压和电流。

在D类放大器的情况下，两个并行放大器之间的电流共享的管理比在线性或AB类放大器中更为重要，因为开关器件中的耗散功率与I²成比例，而不是如在线性放大器中与I成比例。在两个相同器件之间共享电流将减小开关放大器中的传导损耗大约2倍。该减小实际上将略大于2倍，因为还存在由于FET的电阻温度系数所导致的增益——减小电流也减小了温度，这转而减小了器件的固有电阻。然而，如果电流不被控制，则两个器件之一可能将传送比另一器件大很多的电流，从而丧失并行操作的好处并且可能损坏放大器。

为了在拓扑中提供有效的电流共享，反馈回路可以添加到放大器。例如，如图2中所示，单元格（unit cell）100提供一个半桥D类音频放大器，被示出为连接至任意扬声器120。放大器的核心包括调制器与门驱动器102、由晶体管104和106组成的开关功率输出级以及包括电感器108和电容器110的输出滤波器。控制系统包括将在负载120处的输出电压反馈至加法器114和电压回路补偿器116的外部电压回路112。加法器114还接收输入电压命令V_c-in。调制器与门驱动器102与晶体管104和106结合构成电压放大器。

为了允许当两个这样的单元格100并行地连接时的电流共享，提供了内部电流回路130。内部电流回路130将输出电流的测量结果从电流感测130a反馈至另一加法器132和电流回路补偿器134。内部电流回路控制放大器的输出电流，使得并行操作的两个放大器将各自提供总电流的一半；两者都将不试图传送所有电流并且不丧失并行操作的优点。在该配置中，围绕核心电压放大器的电流回路将系统变为电流放大器，而外部电压回路将整个单元格100变回为电压放大器。

内部电流回路提供一些附加的优点。电流回路自然地在单元格内提供电流限制。即，至电流回路补偿器134的反馈130防止进入到调制器102中的命令造成电流增益超过来自电压回路补偿器116的最大电流命令，即使负载被短路。附加地，因为内部电流回路提供控制，所以用于外部电压回路的电压测量结果可以在输出滤波器外被移动，更接近于负载（如所示出的）。（输出滤波器典型地施加180°相移，控制回路在其周围不可能闭合。）将电压回路移动至输出滤波器之后允许放大器在内部电流回路保持稳定性的同时支持更多种类的负载。内部电流回路130还可以用来在调制器102中提供脉冲宽度误差校正，如在题为“Reducing Pulse Error Distortion”并且与本申请同一天提交的美国专利申请12/717,224（其全部内容通过引用结合在此）中所描述的。

加法器114和132不一定是分立元件，但是可以例如是补偿器116和134的求和输入。补偿器优选地从标准电路元件（即，运算放大器和相关电路）建立。电流感测元件130a可以是任何标准电流感测技术，诸如离散霍尔效应传感器。输出电感器108可以在印刷电路板上使用平面绕组来形成，并且通过被集成到输出电感器108中的电流感测绕组来提供部分电流感测，如在题为“Planar Amplifier OutputInductor with Current Sense”并且与本申请同一天提交的美国专利申请12/717,208（其全部内容通过引用结合在此）中所描述的。如在该专利申请中解释的，将电流感测绕组形成为输出电感器的PCB绕组的一部分有利地保护电流感测信号免受电感器内的噪声的影响。电感器的电流感测绕组指示电流的AC分量，而霍尔效应传感器还可以用来指示电流的DC分量。

在一些示例中，这些单元格被组合成4组。每组具有在控制系统内适当的互连，允许单组4个单元格提供图1A至图1D中所示的拓扑中的任何拓扑。用户例如通过控制软件可以指定所需的特定拓扑。为了检测连接问题并且确认连接的扬声器的拓扑匹配放大器元件的配置，放大器产品可以包括用于检测所连接的扬声器的类型和拓扑的电路。在2008年5月2日提交的、题为“Detecting a LoudspeakerConfiguration”的美国专利申请12/114,265（其全部内容通过引用结合在此）中描述了一个这样的系统。这样的系统还可以用来发现所连接的扬声器的拓扑并且相应地自动配置放大器。

对于多通道的独立半桥操作，每个单元格连接至如图2中所示的一个扬声器，并且独立的信号被提供至每个单元格。

如图3中所示，两个半桥100a和100b可以组合成全桥，全桥被配置为驱动作为桥接式负载的单个扬声器120b以提供两倍于单个单元格的电压。在该配置中，单元格中的放大器是基本上独立的，并且仅仅被赋予180°异相的输入命令V_c-in，即，+V_c-in和-V_c-in。对于BTL操作，不需要对任一单元格的控制进行修改，尽管意在支持该模式的产品可以处理将V_c-in输入反相，而不是依赖于用户提供原始信号和反相信号两者。V_c-in信号的反相可以在控制电子器件（未示出）中、或者通过附加的反相放大器（未示出）、或者在控制电子器件的控制下或者由对于用户可用的物理开关直接控制来完成。

如图4中所示，两个半桥100a和100b可以组合为并行对，以提供相同的电压和两倍于单个单元格的电流。在该配置中，一个外部电压回路112a被配置为通过第一单元的外部电压回路加法器114a和补偿器116a将命令馈送至内部电流回路，并且通过由开关204控制的跨单元连接202来放大单元格两者的级。在该配置中，第二外部电压回路112b及其加法器114b和补偿器116b未使用——它们可以完全被无效，或者从补偿器116b到加法器132b的信号路径可以被中断。两个半桥输出耦合到扬声器120c的共同输入，同时另一输入接地。如上所述，电流回路130a和130b、加法器132a和132b以及补偿器134a和134b通过在目标电流下稳定每个半桥来控制半桥之间的电流共享。开关204可以以各种方式被控制，例如包括通过控制电子器件、通过无源电路或者通过对于用户可用的物理开关。

如图5中所示，四个半桥100a、100b、100c和100d可以一起用来提供桥接-并行配置，桥接-并行配置将两倍于单个单元格的电压和电流传送至单个扬声器120d。半桥100a和100b被配置为具有跨单元的连接202a和开关204a的第一并行对，并且耦合至扬声器120d的第一输入。半桥100c和100d被配置为具有跨单元的连接202b和开关204b的第二并行对，并且耦合至第二扬声器输入。第二对100c/100d被赋予如图3的BTL配置中的反相输入信号-V_c-in。

在一些实施例中，每个半桥单元格的控制电路是独立的，使得当两个单元用在BTL配置或并行配置中时，另外两个单元可以在与第一两个单元相同的两单元配置中或者在另一两单元配置中用作独立的半桥。在一些示例中，多对或者所有四个放大器级（调制器与门驱动）被提供在单个集成电路封装中，诸如来自位于荷兰埃因霍温的NXP Semiconductors的TDA8932或者来自位于德克萨斯州达拉斯的Texas Instruments的TAS5103，而晶体管、控制回路和输出滤波器被添加以完成放大器并且实现上述可配置性。在一些示例中，控制回路和跨单元的连接包括在放大器IC中。

如图6中所示，多组单元格可以被组合直到电源的限制，以形成可高度配置的系统。在图6中，控制模块210被示出为耦合至以下被识别的若干开关。虚线示出了控制信号路径，而实线示出了音频信号路径。示出了两组四个半桥单元格（编号100a至100h）。第二组100e-100h中的连接与第一组100a-100d中的连接相同，尽管它们被示出具有位于不同位置的开关。八个输入A至H是可用的，但是并不使用所有输入。图6中的开关位置被设置以示出第一两个单元格100a和100b各自提供它们分别的输入A和B至独立的扬声器120a，单元格100c和100d以BTL配置提供输入C至单个扬声器120b，并且单元格100e、100f、100g和100h一起以并行-桥接配置提供输入E至扬声器120d，同时每对100e/100f和100g/100h并行地为扬声器的一个输入供电。

对于被操作为独立的半桥的两个单元格100a和100b，第一开关204a控制两个单元格100a和100b之间的信号路径，用于当并行操作时提供共同的电流控制，如上所述。在图6的示例中，开关204a是打开的，因为单元格100a和100b正在独立地动作。另一开关212控制哪个信号被输入至单元格100b。对于半桥操作，如所示出的，开关212将信号输入“B”耦合至单元格100b。

对于BTL操作，反相器214可用来将输入信号“A”的反相拷贝耦合至单元格100b，其中开关212将提供该信号而非用于半桥操作的输入“B”。这是第二对单元格100c和100d中的情况，其中开关204b是打开的，并且开关216将反相器218耦合至单元格100d的输入，提供输入“C”的反相拷贝。另一反相器220和输入开关222控制至单元格100c的输入，以用于以下参考第二组四个单元格讨论的并行-桥接配置中。在图6中，输入开关222将输入“C”耦合至单元格100c。

单元格100e和100f被示出为被配置用于并行操作。在该模式中，单元格100f上的输入开关224不提供任何信号输入至第二单元格，因为闭合的开关204c将来自单元格100e的内部的电流命令信号提供至单元格100f中的电流反馈回路比较器，跳过单元格100f的电压命令输入和电压反馈回路比较器。在一些配置中，单元格100f的输入当用于并行操作时在内部被断开，因此输入开关224可以保持耦合至其输入之一。反相器226可用于提供输入“E”的反相版本以用于BTL模式。单元格100g和100h还被示出为被配置用于并行操作，并且尤其是，它们与单元格100e和100f一起被配置用于并行-桥接模式。开关204d从单元格100g的内部提供电流命令信号至单元格100h，而开关228是打开的并且反相器230未被使用。在单元格100g，开关232将来自反相器234的输入“E”的反相版本耦合至单元格100g的输入，使得两组并行的半桥100e/100f和100g/100h分别接收E和-E作为输入。

虽然开关、反相器和信号源被示出为在控制模块210之外，但是一些或所有开关和反相器可以集成到控制模块中，并且根据所使用的技术，可以以硬件、固件或软件的方式进行配置。如果开关和反相器被集成到控制模块，则输入A至H也将穿过控制模块。控制模块可以是任何合适的器件，诸如可编程微处理器、专用集成电路或者分立器件的集合。控制模块还可以将数字信号处理应用到输入A至H，除了被用来配置放大器拓扑的开关和反相之外。可以存在用于每组四个单元格的独立控制模块。在一些情况下，控制模块可以被配置为以桥接和并行分组的级联模式使用所有八个单元格，以将电源的整个能力传送至一个扬声器（将需要放大器和/或信号路径之间的附加连接，尽管这些附加连接都可以由合适的控制模块来提供）。

这样的配置能够驱动扬声器的许多配置。例如，包含两组四个单元格的4000W放大器系统（在每个单元格500W的情况下）可以驱动扬声器的许多不同组合，如表1中所示（具有取决于所使用的特定扬声器的阻抗的实际瓦特数）。

这些四个单元格的组中的一组或多组与合适的电源组合，诸如在题为“Power Supply Transient Response Improving”并且与本申请同一天提交的共同待决的美国专利申请12/717,216（其全部内容通过引用结合在此）中所描述的那样。在一些示例中，在电源内提供的有优势的特征是同步输出整流器，其解决了通常与D类半桥相关联的“母线抽吸（bus pumping）”问题，并且支持上述可高度配置的放大器级的有效操作（下文解释母线抽吸问题以供参考）。该同步输出整流器300的示意性表示示于图7中。初级绕组302耦合至开关304、306、308和310，并且次级绕组312耦合至开关314、316、318和320。这些绕组被隔离势垒322分开并且将+400V电源电压转换为由放大器使用的较低电压（在该示例中为±80V）。这样的整流器使用耦合至放大器的+V轨道和-V轨道的+80V端口和-80V端口对上述放大器级供电。

在通常用于音频功率放大器中的电压水平（例如，次级绕组上的±80V或更高）处，该拓扑中的次级侧开关314-320典型地是简单的整流器。反而，使用具有其固有二极管的MOSFET来提供同步整流器。如图8A至图8C中解释的，这允许功率在该功率转换器的三个端口（+400V初级、+80V次级、-80V次级）中的任意端口处以任一方向流动，从而为全四象限操作做准备。

图8A示出了正常操作的一个半周期，其中功率从初级绕组302传输至次级绕组312。在该周期中，晶体管304和310导通，使得电流（由虚线箭头所示）通过以第一方向（图示为向下）穿过初级绕组302从+400V轨道322a流到初级侧的地324a。这诱发电流在次级绕组312中由于绕组的方向而以相反方向（图示为向上）流动。该电流通过晶体管314和320从-80V轨道330a流到次级侧的地326并且从次级侧的地326流到+80V轨道328a。如上所指出的，MOSFET的使用提供了跨晶体管的源极和漏极的固有二极管。

图8B示出了另一正常的半周期，其中晶体管306和308导通，使得电流通过以相反的方向（即图中向上）穿过初级绕组302从+400V轨道322b流到初级侧的地324b。次级绕组312中诱发的电流然后向下移动，并且通过另一组次级侧晶体管316和318再次从-80V轨道330b流到地326并且从地326流到+80V轨道328b，从而产生与图8A中相同的净功率流。

图8C示出了不同的情况，其中能量源自+80V轨道，并且流到-80V轨道和+400V轨道两者中。注意到，该情况与图8B中的情况之间的唯一差异是来自+80V轨道和+400V轨道的电流的方向。在晶体管306、308和316处，电流在固有二极管的方向上流动。然而，在+80V轨道328b处，电流逆着晶体管318的方向流动，使得晶体管一定被导通。在具有在+80V轨道和变压器次级之间的简单整流器的标准功率转换器中，能量不可能在该方向上流动。次级中MOSFET的使用允许电流在该方向上流动。尚未列出所有可能的情况，但是可以看出，次级侧上同步整流器的使用允许能量在该系统的任一端口与任一另外的端口之间流动，从而允许四象限操作。

在较低的输出电压处，当跨整流器的电压降变成无效率的重要来源时，同步整流器如今被广泛使用。然而，它们并未广泛用于音频功率放大器的高电压，因为效能增加非常小，并且存在要克服的重大技术障碍，以使MOSFET对反向电流和寄生二极管复原是稳健的。在系统中使用上述技术允许从电抗负载回到系统中的能量流在系统中的所有存储电容之间均匀分配，并且其还解决了与半桥D类级相关联的母线抽吸问题。

参考图9A-图9C解释母线抽吸（也称为越位充电（off-sidecharging）或轨道抽吸（rail pumping））。如图9A中所示，半桥D类放大器400通过在两个电压轨道402和404（这里标记为通用的+V和-V）之间开关输出电感器416而工作。调制器与门驱动未示出，并且滤波电容器422和424是示出的电源的唯一部分。晶体管412和414的开关以明显高于信号重现的速率发生，使得在任意给定的时间，可以将输出电感器416中的电流视为相对恒定。因此，对于当电流流出电感器416并且流入负载420时的状态，存在两种开关状态。

在第一状态中，如图9B中所示，顶部晶体管412导通，并且电流（由虚线箭头示出）从+V轨道402流动。在该情况下，能量从电源流到输出滤波器和负载。

在第二状态中，如图9C中所示，底部晶体管414导通，并且电流从-V轨道404流动。在该情况下，能量实际上从输出滤波器和负载流回，并且流入电源。如果电源滤波电容422和424足够大，则它们可以在事件的持续时间中吸收该能量，但是这需要异乎寻常地大的电容。

在半个正弦波上重新生成到轨道中的平均电流的表达式如下所示：

$\frac{\sqrt{2p}(\sqrt{2p}\mathrm{\π}\sqrt{r}+(-8+\mathrm{\π}))}{4\mathrm{\π}\sqrt{r}v}$

其中，p是平均输出功率，v是轨道电压，并且r是负载电阻。例如，进入4Ω负载、具有用于给出500W平均输出功率的足够的幅度、在具有±80V轨道的放大器中的20Hz正弦波将在半个周期上重新生成3A的平均值。具有该轨道上的10000μF电容，系统将经历7.5V的母线抽吸，这差不多是标称的10%。通过使用同步整流，可以使用较低的电容，并且系统将仍经历明显较少的扰动。在一个示例中，伴随以上提到的电压，仅具有每通道每轨道3500μF电容的系统经历比刚才描述的系统明显较少的母线抽吸。

图10和图11公开了可以被用作图7和图8A-图8C中所示的变压器的平面变压器。平面变压器是具有平面初级和/或次级绕组的变压器，该绕组位于一个或多个印刷电路板（PCB）上和/或中。平面变压器包括铁氧体磁心502。平面变压器的次级绕组504位于主PCB506中。与另外的次级绕组一起被标记为508的初级绕组位于辅PCB510中。若干导电引脚512电连接主PCB506和辅PCB510。平面变压器提供控制良好并且可预测的泄漏电感，其是该示例中的重要参数。泄漏电感不仅决定变压器的调节，而且还管理次级开关波形，并且正因如此优选地是批量生产设置中可高度重复的参数。

其它实施方式在下列权利要求和申请人可以被给予的其它权利要求的范围之内。

Claims (21)

1.一种音频功率放大器，包括：

四象限电源，具有包括平面变压器的同步输出整流器；

第一放大单元，包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器；以及

控制电子器件，提供信号输入至所述第一放大单元。

2.根据权利要求1所述的音频功率放大器，还包括第二放大单元，所述第二放大单元包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器，每个放大单元包括：

输出滤波器，在所述放大信号输出和负载端子之间，

电流补偿器，具有耦合到所述开关电压放大器的所述命令信号输入的电流补偿的命令信号输出，

内部电流反馈回路，将在所述输出滤波器处测量的电流的测量结果反馈至所述电流补偿器的求和输入，

电压补偿器，具有耦合到所述电流补偿器的所述求和输入的电压补偿的命令信号输出，以及

外部电压反馈回路，将在所述负载端子处的电压反馈至所述电压补偿器的求和输入；

第一受控信号路径，从所述第一放大单元的所述电压补偿器的所述电压补偿的信号输出到所述第二放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入，

所述第二放大单元被配置为当所述第一受控信号路径被激活时将所述第一放大单元的所述电压补偿的命令信号代替所述第二放大单元的所述电压补偿的命令信号来用作至所述第二放大单元的所述电流补偿器的输入；

所述控制电子器件提供信号输入至所述第二放大单元并且控制所述第一受控信号路径，使得所述第一放大单元和所述第二放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的。

3.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其中所述第一放大单元和所述第二放大单元通过各自放大独立的信号并且在它们独立的输出端子上提供所述放大信号而在独立负载的情况下是可操作的。

4.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其中所述第一放大单元和所述第二放大单元通过各自放大经由所述第一受控信号路径从所述第一放大单元到所述第二放大单元所提供的同一信号并且在它们独立的输出端子上提供相同的放大信号而在并行驱动共同负载中是可操作的，所述独立的输出端子将耦合到所述负载的共同输入端子。

5.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其中所述第一放大单元和所述第二放大单元通过放大所述第一放大单元中的第一信号和放大所述第二放大单元中的所述第一信号的反相拷贝并且在它们独立的输出端子上提供它们各自的放大信号而跨桥接式负载是可操作的，所述独立的输出端子将耦合以分开所述负载的输入端子。

6.根据权利要求2所述的音频功率放大器，还包括：

第三放大单元和第四放大单元，与所述第一放大单元和所述第二放大单元基本上相同，以及

第二受控信号路径，从所述第三放大单元的所述电压补偿器的所述电压补偿的命令信号输出到所述第四放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入，

所述控制电子器件还提供信号输入至所述第三放大单元和所述第四放大单元并且控制所述第二受控信号路径，使得：

所述第三放大单元和所述第四放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的，并且

所述放大单元中的所有四个放大单元在所述第一放大单元和所述第二放大单元并行驱动桥接式负载的第一侧并且所述第三放大单元和所述第四放大单元并行驱动所述桥接式负载的第二侧的情况下是可一起操作的。

7.根据权利要求6所述的音频功率放大器，其中所述四个放大单元通过以下方式是可一起操作的：

在所述第一放大单元和所述第二放大单元中的每个放大单元中放大第一信号，所述第一信号经由所述第一受控信号路径从所述第一放大单元被提供至所述第二放大单元，并且在所述第一放大单元和所述第二放大单元的所述独立的输出端子上提供相同的、放大的第一信号，

在所述第三放大单元和所述第四放大单元中的每个放大单元中放大所述第一信号的反相拷贝，所述反相拷贝经由所述第二受控信号路径从所述第三放大单元被提供至所述第四放大单元，并且在所述第三放大单元和所述第四放大单元的所述独立的输出端子上提供相同的、放大的、反相的第一信号，

其中所述第一放大单元和所述第二放大单元的所述输出端子将耦合至所述负载的第一输入，并且所述第三放大单元和所述第四放大单元的所述输出端子将耦合至所述负载的第二输入。

8.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中所述同步输出整流器包括MOSFET。

9.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其中所述第一受控信号路径包括由所述控制电子器件控制的开关。

10.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其中所述开关电压放大器各自包括调制器、门驱动器、一对晶体管以及耦合在所述晶体管的源极端子和漏极端子之间的一对二极管。

11.根据权利要求10所述的音频功率放大器，其中所述晶体管包括MOSFET，所述二极管是所述MOSFET固有的。

12.根据权利要求2所述的音频功率放大器，其中所述输出滤波器包括输出电感器，并且所测量的电流是通过所述输出电感器的电流。

13.根据权利要求1所述的音频功率放大器，还包括：

第二放大单元、第三放大单元和第四放大单元，各自包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器，每个放大单元包括：

输出滤波器，在所述放大信号输出和负载端子之间，

电流补偿器，具有耦合到所述开关电压放大器的所述命令信号输入的电流补偿的命令信号输出，

内部电流反馈回路，将在所述输出电感器处测量的电流的测量结果反馈至所述电流补偿器的求和输入，

电压补偿器，具有耦合到所述电流补偿器的所述求和输入的电压补偿的命令信号输出，以及

外部电压反馈回路，将在所述负载端子处的电压反馈至所述电压补偿器的求和输入；

所述第一放大单元和所述第二放大单元具有从所述第一放大单元的所述电压补偿器的所述电压补偿的命令信号输出到所述第二放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入的第一受控信号路径，

所述第二放大单元被配置为当所述第一受控信号路径被激活时将所述第一放大单元的所述电压补偿的命令信号代替所述第二放大单元的所述电压补偿的命令信号来用作至所述第二放大单元的所述电流补偿器的输入；

所述第三放大单元和所述第四放大单元具有从所述第三放大单元的所述电压补偿器的所述电压补偿的命令信号输出到所述第四放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入的第二受控信号路径，

所述第四放大单元被配置为当所述第二受控信号路径被激活时将所述第三放大单元的所述电压补偿的命令信号代替所述第四放大单元的所述电压补偿的命令信号来用作至所述第四放大单元的所述电流补偿器的输入；以及

所述控制电子器件提供信号输入至所述第二放大单元、所述第三放大单元和所述第四放大单元中的每个放大单元并且控制所述第一受控信号路径和所述第二受控信号路径，使得：

所述放大单元中的所述第一放大单元和所述第二放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的；

所述放大单元中的所述第三放大单元和所述第四放大单元在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载是可操作的；以及

所述放大单元中的所有四个放大单元在所述第一单元和所述第二单元并行驱动桥接式负载的第一侧并且所述第三单元和所述第四单元并行驱动所述桥接式负载的第二侧的情况下是可一起操作的。

14.根据权利要求1所述的音频功率放大器，还包括：

第二放大单元，包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器，其中

所述控制电子器件提供信号输入至所述第二放大单元并且控制所述第一放大单元和所述第二放大单元，使得所述第一放大单元和所述第二放大单元在三种模式中的每种模式中是可操作的，所述三种模式包括：

第一模式，其中

所述第一放大单元放大第一信号并且驱动第一负载，并且

所述第二放大单元放大第二信号并且驱动第二负载；

第二模式，其中

所述第一放大单元放大第一信号，

所述第二放大单元放大所述第一信号，并且

所述第一放大单元和所述第二放大单元的所述放大信号输出并行地驱动第一共同负载的单个端子；以及

第三模式，其中

所述第一放大单元放大第一信号，

所述第二放大单元放大所述第一信号的反相，并且

所述第一放大单元和所述第二放大单元的所述放大信号输出驱动具有桥接式负载配置的共同负载的相反端子。

15.根据权利要求14所述的音频功率放大器，还包括：

第三放大单元和第四放大单元，与所述第一放大单元和所述第二放大单元基本上相同，以及

所述控制电子器件还提供信号输入至所述第三放大单元和所述第四放大单元并且控制所述第三放大单元和所述第四放大单元，使得：

所述第三放大单元和所述第四放大单元对于以下各项是可操作的：（a）在独立各自的第三负载和第四负载的情况下，（b）在并行地并行驱动第二共同负载的单个端子中，或者（c）用于驱动具有所述桥接式负载配置的所述共同负载的所述相反端子。

16.根据权利要求15所述的音频功率放大器，其中所述四个放大单元通过以下方式是可一起操作的：

在所述第一放大单元和所述第二放大单元中的每个放大单元中放大第一信号，所述第一信号经由第一受控信号路径从所述第一放大单元被提供至所述第二放大单元，并且在所述第一放大单元和所述第二放大单元的独立输出端子上提供相同的、放大的第一信号，以及

在所述第三放大单元和所述第四放大单元中的每个放大单元中放大所述第一信号的反相拷贝，所述反相拷贝经由第二受控信号路径从所述第三放大单元被提供至所述第四放大单元，并且在所述第三放大单元和所述第四放大单元的独立输出端子上提供相同的、放大的、反相的第一信号。

17.根据权利要求16所述的音频功率放大器，其中所述第一受控信号路径包括由所述控制电子器件控制的开关。

18.根据权利要求14所述的音频功率放大器，其中所述开关电压放大器各自包括调制器、门驱动器、一对晶体管以及耦合在所述晶体管的源极端子和漏极端子之间的一对二极管。

19.根据权利要求18所述的音频功率放大器，其中所述晶体管包括MOSFET，所述二极管是所述MOSFET固有的。

20.一种放大音频信号的方法，包括：

提供四象限电源，所述四象限电源具有包括平面变压器的同步输出整流器；

提供第一放大单元，所述第一放大单元包括具有命令信号输入和放大信号输出的开关电压放大器；并且

提供控制电子器件，所述控制电子器件提供信号输入至所述第一放大单元。

21.根据权利要求20所述的方法，还包括：

提供第二放大单元，

在第一放大单元和第二放大单元中的每个放大单元中，

放大开关电压放大器中的电流补偿的命令信号，提供放大信号输出，

测量通过在所述开关电压放大器的所述放大信号输出与负载端子之间的输出滤波器的电流，产生电流测量结果，

将所述电流测量结果经由内部电流反馈回路反馈至电流补偿器的求和输入，

在所述电流补偿器处，将所述电流测量结果与电压补偿的命令信号比较，并且将所述电流补偿的命令信号提供至所述开关电压放大器，

将在所述第一/第二放大单元的负载端子处的电压经由外部电压反馈回路反馈至电压补偿器的求和输入，并且

在所述电压补偿器处，将所述反馈电压与输入命令信号比较，并且将所述电压补偿的命令信号提供至所述电流补偿器的所述求和输入；

控制从所述第一放大单元的所述电压补偿器的输出到所述第二放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入的第一受控信号路径，以选择性地将所述第一放大单元的所述电压补偿的命令信号代替所述第二放大单元的所述电压补偿的命令信号来提供至所述第二放大单元的所述求和输入；并且

将信号输入提供至所述第一放大单元和所述第二放大单元，并且控制所述第一受控信号路径，以选择性地在独立负载的情况下、在并行驱动共同负载中或者跨桥接式负载操作所述第一放大单元和所述第二放大单元。

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