CN103780116B - N输出单相n+1开关组mmc逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供N输出单相N+1开关组MMC逆变器及控制方法。所述逆变器包括直流电源、电容桥臂、开关桥臂和N个负载，电容桥臂由N+1个电容串联而成，开关桥臂由N+1个开关组、第一电感和第二电感串联而成；开关桥臂的第i个开关组由n个功率开关单元串联而成，其中i的取值为1~N+1；第k个负载的一端接到电容桥臂的第k+1个电容的正极，第k个负载的另一端接到开关桥臂的第k+1个开关组的上端，其中k的取值为1~N-1；第N个负载的一端接到电容桥臂的第N+1个电容的正极，第N个负载的另一端接到开关桥臂的第N+1个开关组的下端。该逆变器采用载波移相PWM控制，逆可以输出N路n+1电平交流电压。

Description

N输出单相N+1开关组MMC逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及模块组合多电平（MMC）变换器领域，具体涉及一种N输出单相N+1开关组MMC逆变器及其控制方法。

背景技术

目前功率变换器正向小型化、高可靠性和低损耗方向发展，在这种趋势下出现两种改进变换器的方向：减少无源器件或者改进变换器拓扑结构以减少有源器件作为减少有源器件方向的新进展。单相N+1开关变换器相对于传统的2N开关变换器减少了N-1个开关及相应的驱动电路,在考虑成本与体积的应用中占有一定的优势。然而，N+1开关变换器的两路单相输出均为两电平，输出交流波形比较差。此外，N+1个开关中每个开关承受的电压应力为直流母线电压的一半，且存在N+1个开关管的均压问题，这极大的限制了单相N+1开关变换器在高压和大功率场合的应用。

近年来，多电平变换技术得到不断推广，并已成功应用在诸如高压直流输电、电力传动、有源滤波、静止同步补偿等工业领域，目前常见的电压型多电平变换器拓扑大致可分为箱位型和单元级联型两大类。模块组合多电平变换器（ModularMultilevelConverter，MMC）作为一种新型的多电平拓扑，除了具有传统多电平变换器的优点，模块组合多电平变换器采用模块化结构设计，便于系统扩容和冗余工作；具有不平衡运行能力、故障穿越和恢复能力，系统可靠性高；由于具有公共直流母线，模块组合多电平变换器尤其适用于高压直流输电系统应用。然而，当N条不同频率的交流线路的相连时，需要2N个MMC变换器，这极大的增加了工程成本。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种N输出单相N+1开关组MMC逆变器及其控制方法。

本发明通过如下技术方案实现。

N输出单相N+1开关组MMC逆变器，包括直流电源、电容桥臂、开关桥臂和N个负载；所述电容桥臂由N+1个电容串联而成，所述开关桥臂由N+1个开关组、第一电感和第二电感串联而成；开关桥臂的第i个开关组由n个功率开关单元串联而成，其中i的取值为1～N+1；第k个负载的一端接到电容桥臂的第k+1个电容的正极，第k个负载的另一端接到开关桥臂的第k+1个开关组的上端，其中k的取值为1～N-1；第N个负载的一端接到电容桥臂的第N+1个电容的正极，第N个负载的另一端接到开关桥臂的第N+1个开关组的下端；第k个负载的两端作为第k路输出，其中k的取值为1～N；电容桥臂的每个电容的电压均为U_dc/(N+1)。第一电感和第二电感相互耦合，构成一对耦合电感。N>2，n为正整数。

所述N输出单相N+1开关组MMC逆变器中，直流电源的正极与电容桥臂的第1个电容、开关桥臂的第1个开关组的上端连接；开关桥臂的第1个开关组的下端与第一电感的一端连接，第一电感的另一端与开关桥臂的第2个开关组的上端连接；开关桥臂的第i个开关组的下端与开关桥臂的第i+1开关组的上端连接，其中i的取值为2～N-1；开关桥臂的第N个开关组的下端与第二电感的一端连接，第二电感的另一端与开关桥臂的第N+1个开关组的上端连接；电容桥臂的第i个电容的负极与电容桥臂的第i+1电容的正极连接，其中i的取值为1～N；直流电源的负极与电容桥臂的第N+1电容的负极、开关桥臂的第N+1开关组的下端和地端连接；第k个负载的一端与开关桥臂的第k+1个开关组的上端连接，第k个负载的的另一端与电容桥臂的第k+1个电容的正极连接，其中k的取值为1～N-1；第N个负载的一端与开关桥臂的第N个开关组的下端连接，第N个负载的另一端与电容桥臂的第N电容的负极连接。

功率开关单元由第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管和电容构成。其中，电容的正极与第一开关管的集电极、第一二极管的阴极连接，第一开关管的发射极与第一二极管的阳极、第二开关管的集电极、第二二极管的阴极连接，第二开关管的发射极与第二二极管的阳极、电容的负极连接；第二开关管的集电极作为第一输出端，第二开关管的发射极作为第二输出端。

开关桥臂的第i个开关组的第j个功率开关单元的第二输出端与开关桥臂的第i个开关组的第j+1个功率开关单元的第一输出端连接，其中j取值为1～n-1，i取值为1～N+1。

上述逆变器的控制方法是：采用载波移相PWM控制开关桥臂的每个开关组的开关管的开通与关断；开关桥臂的每个开关组的第j个功率开关单元采用相同三角波作为第j个载波C_j，其中j的取值为1～n；n个载波依次滞后相角360°/n；第k个负载采用第k个正弦波R_Lk叠加第k个直流偏置1-2k/(N+1)得到第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)，其中k的取值为1～N。

第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)与第j个载波C_j通过第k个比较器，当第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)大于第j个载波C_j时，第k个比较器输出高电平，当第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)小于第j个载波C_j时，第k个比较器输出低电平，其中k的取值为1～N；第1个比较器的输出作为开关桥臂的第1个开关组的第j个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平；第k-1个比较器的输出通过第k-1个非门，第k-1个非门的输出与第k个比较器的输出通过第k-1个异或门得到开关桥臂的第k个开关组的第j个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平，其中k的取值为2～N；第N个比较器的输出通过第N个非门得到开关桥臂的第N+1个开关组的第j个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平。

所述N输出单相N+1开关组MMC逆变器的工作模式包括同频工作模式（CF模式）和异频工作模式（DF模式），CF模式中，N路输出的频率相同，幅值不相同；DF模式中，N路输出的频率和幅值均不同。

与现有技术相比，本发明具有的优势为：具有N路n+1电平交流输出，输出电流波形质量很高，功率开关单元中每个开关管承受的电压应力仅为直流母线电压的1/n，同时能保证变换器工作过程中所有开关管承受的电压相等，很好的解决了开关管的均压问题。与现有的单相N+1开关变换器相比较，本发明所提供的N输出单相N+1开关组MMC逆变器的N路输出均为n+1电平交流输出，输出交流波形的质量有了极大的提高。此外，每个开关管的承受的电压应力仅为直流母线电压的1/n，且本发明所提供的控制方法使变换器工作过程中所有开关管承受的电压相等，很好的解决了开关管的均压问题，这将非常有利于N输出单相N+1开关组MMC逆变器在高压和大功率场合的应用。与现有的MMC变换器相比较，本发明所提供的N输出单相N+1开关组MMC逆变器具有N路交流输出，可直接用于N条不同频率的交流线路的相连，极大的降低了工程成本。

附图说明

图1是本发明的N输出单相N+1开关组MMC逆变器的电路结构图；

图2是图1所示的N输出单相N+1开关组MMC逆变器的功率开关单元的电路结构图；

图3是图1所示的N输出单相N+1开关组MMC逆变器的载波移相PWM控制结构图；

图4a、4b是三输出单相四开关组MMC逆变器分别工作于CF模式和DF模式下的调制波；

图5a、5b分别是三输出单相四开关组MMC逆变器工作于CF模式和DF模式的仿真波形图。

具体实施方式

为进一步阐述本发明的内容和特点，以下结合附图对本发明的具体实施进行说明，但本发明的实施和保护不限于此。

参考图1，本发明的N输出单相N+1开关组MMC逆变器，包括直流电源U_dc、电容桥臂、开关桥臂和N个负载；所述电容桥臂由N+1个电容（C₁、C₂、…、C_N+1）串联而成，所述开关桥臂由N+1个开关组（B₁、B₂、…、B_N+1）、第一电感L₁和第二电感L₂串联而成；开关桥臂的第i个开关组B_i由n个功率开关单元（SM_Bi1、SM_Bi2、…、SM_Bin）串联而成，其中i的取值为1～N+1；第k个负载的一端接到电容桥臂的第k+1个电容C_k+1的正极，第k个负载的另一端接到开关桥臂的第k+1个开关组B_k+1的上端o，其中k的取值为1～N-1；第N个负载的一端接到电容桥臂的第N+1个电容C_N+1的正极，第N个负载的另一端接到开关桥臂的第N+1个开关组的下端p；第k个负载的两端作为第k路输出，其中k的取值为1～N；电容桥臂的每个电容C_i的电压均为U_dc/(N+1)。N>2，n为正整数。

直流电源U_dc的正极与电容桥臂的第1个电容C₁、开关桥臂的第1个开关组B₁的上端o连接；开关桥臂的第1个开关组B₁的下端p与第一电感L₁的一端连接，第一电感L₁的另一端与开关桥臂的第2个开关组B₂的上端o连接；开关桥臂的第i个开关组B_i的下端p与开关桥臂的第i+1开关组B_i+1的上端o连接，其中i的取值为2～N-1；开关桥臂的第N个开关组B_N的下端p与第二电感L₂的一端连接，第二电感L₂的另一端与开关桥臂的第N+1个开关组B_N+1的上端o连接；电容桥臂的第i个电容C_i的负极与电容桥臂的第i+1电容C_i+1的正极连接，其中i的取值为1～N；直流电源U_dc的负极与电容桥臂的第N+1电容C_N+1的负极、开关桥臂的第N+1开关组B_N+1的下端p和地端G连接；第k个负载的一端与开关桥臂的第k+1个开关组B_k+1的上端o连接，第k个负载的的另一端与电容桥臂的第k+1个电容C_k+1的正极连接，其中k的取值为1～N-1；第N个负载的一端与开关桥臂的第N个开关组B_N的下端p连接，第N个负载的另一端与电容桥臂的第N电容C_N的负极连接。

图2示出图1所示的N输出单相N+1开关组MMC逆变器的功率开关单元的电路结构图，功率开关单元由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂和电容C_SM构成。其中，电容C_SM的正极与第一开关管S₁的集电极、第一二极管D₁的阴极连接，第一开关管S₁的发射极与第一二极管D₁的阳极、第二开关管S₂的集电极、第二二极管D₂的阴极连接，第二开关管S₂的发射极与第二二极管D₂的阳极、电容C_SM的负极连接；第二开关管S₂的集电极作为第一输出端，第二开关管S₂的发射极作为第二输出端。

如图1所示，开关桥臂的第i个开关组B_i的第j个功率开关单元SM_Bij的第二输出端与开关桥臂的第i个开关组B_i的第j+1个功率开关单元SM_Bi(j+1)的第一输出端连接，其中j取值为1～n-1，i取值为1～N+1。

k路输出电压为：

$u_{\mathrm{Lk}}=\frac{\underset{i=N+1-K}{\overset{N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{Bi}}-\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{Bi}}}{2}+\frac{2k-(N+1)}{2(N+1)}{U}_{\mathrm{dc}},(k=\mathrm{1,2},...,N)---\left(1\right)$

则k路输出电压参考电压的直流偏置为：

$U_{\mathrm{do}}=1-\frac{2k}{N+1},(k=\mathrm{1,2},...,N)---\left(2\right)$

根据公式（2）可知，需要将第k个正弦波R_Lk叠加第k个直流偏置1-2k/(N+1)作为第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)。公式（1）中，u_Bi为开关桥臂的第i个开关组的输出电压。

图1所示的N输出单相N+1开关组MMC逆变器采用载波移相PWM控制，如图3所示，采用载波移相PWM控制开关桥臂的每个开关组B_i的开关管的开通与关断，其中i取值为1～N+1；开关桥臂的每个开关组B_i的第j个功率开关单元SM_Bij采用相同三角波作为第j个载波C_j，其中j的取值为1～n；n个载波C₁、C₂、…、C_n依次滞后相角360°/n；第k个负载采用第k个正弦波R_Lk叠加第k个直流偏置1-2k/(N+1)得到第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)，其中k的取值为1～N。

第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)与第j个载波C_j通过第k个比较器，当第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)大于第j个载波C_j时，第k个比较器输出高电平，当第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)小于第j个载波C_j时，第k个比较器输出低电平，其中k的取值为1～N；第1个比较器的输出作为开关桥臂的第1个开关组B₁的第j个功率开关单元SM_B1j的第二开关管S₂门极的控制电平S_B1j；第k-1个比较器的输出通过第k-1个非门，第k-1个非门的输出与第k个比较器的输出通过第k-1个异或门得到开关桥臂的第k个开关组B_k的第j个功率开关单元SM_Bkj的第二开关管S₂门极的控制电平S_Bkj，其中k的取值为2～N；第N个比较器的输出通过第N个非门得到开关桥臂的第N+1个开关组B_N+1的第j个功率开关单元SM_B(N+1)j的第二开关管S₂门极的控制电平S_B(N+1)j。

本发明可以保证所述逆变器的开关桥臂在每一时刻有n个功率开关单元的输出电压u_SM=E，N*n个功率开关单元的输出电压uSM=0，即满足其中E为开关桥臂的每个开关组的每个功率开关单元的电容C_SM的电压，且有E=U_dc/n。

以三输出单相四开关组MMC逆变器为例，图4a示出其工作于CF模式下第1个调制波R_L1+1/2、第2个调制波R_L2、第3个调制波R_L3-1/2与第j个载波C_j的关系。从图4a可以看出，第1个正弦波R_L1、第2个正弦波R_L2和第3个正弦波R_L3的频率相同，幅值不相同。图4b示出其工作于DF模式下第1个调制波R_L1+1/2、第2个调制波R_L2、第3个调制波R_L3-1/2与第j个载波C_j的关系。从图4b可以看出，第1个正弦波R_L1、第2个正弦波R_L2和第3个正弦波R_L3的频率和幅值均不相同。

图5a为三输出单相四开关组MMC逆变器工作于CF模式的仿真波形图，从上到下依次是第1个负载的电压、第1个负载的电流、第2个负载的电压、第2个负载的电流、第3个负载的电压和第3个负载的电流，从图5a可见第1个负载、第2个负载和第3个负载的电流频率相同，第1个负载、第2个负载和第3个负载的电流幅值不相同；图5b为三输出单相四开关组MMC逆变器工作于DF模式的仿真波形图，从上到下依次是第1个负载的电压、第1个负载的电流、第2个负载的电压、第2个负载的电流、第3个负载的电压和第3个负载的电流，从图5b可见第1个负载、第2个负载和第3个负载的电流频率和幅值均不相同。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.N输出单相N+1开关组MMC逆变器，其特征在于：包括直流电源（U_dc）、电容桥臂、开关桥臂和N个负载；所述电容桥臂由N+1个电容（C₁、C₂、…、C_N+1）串联而成，所述开关桥臂由N+1个开关组（B₁、B₂、…、B_N+1）、第一电感（L₁）和第二电感（L₂）串联而成；开关桥臂的第i个开关组（B_i）由n个功率开关单元（SM_Bi1、SM_Bi2、…、SM_Bin）串联而成，其中i的取值为1~N+1；第k个负载的一端接到电容桥臂的第k+1个电容（C_k+1）的正极，第k个负载的另一端接到开关桥臂的第k+1个开关组（B_k+1）的上端（o），其中k的取值为1~N-1；第N个负载的一端接到电容桥臂的第N+1个电容（C_N+1）的正极，第N个负载的另一端接到开关桥臂的第N+1个开关组的下端（p）；第k个负载的两端作为第k路输出，其中k的取值为1~N；电容桥臂的每个电容（C_i）的电压均为U_dc/(N+1)，U_dc为直流电源电压，N>2，n为正整数。

2.根据权利要求1所述的N输出单相N+1开关组MMC逆变器，其特征在于：第一电感（L₁）和第二电感（L₂）相互耦合，构成一对耦合电感。

3.根据权利要求1所述的N输出单相N+1开关组MMC逆变器，其特征在于：直流电源（U_dc）的正极与电容桥臂的第1个电容（C₁）的正极、开关桥臂的第1个开关组（B₁）的上端（o）连接；开关桥臂的第1个开关组（B₁）的下端（p）与第一电感（L₁）的一端连接，第一电感（L₁）的另一端与开关桥臂的第2个开关组（B₂）的上端（o）连接；开关桥臂的第i个开关组（B_i）的下端（p）与开关桥臂的第i+1开关组（B_i+1）的上端（o）连接，其中i的取值为2~N-1；开关桥臂的第N个开关组（B_N）的下端（p）与第二电感（L₂）的一端连接，第二电感（L₂）的另一端与开关桥臂的第N+1个开关组（B_N+1）的上端（o）连接；电容桥臂的第i个电容（C_i）的负极与电容桥臂的第i+1个电容（C_i+1）的正极连接，其中i的取值为1~N；直流电源（U_dc）的负极与电容桥臂的第N+1个电容（C_N+1）的负极、开关桥臂的第N+1开关组（B_N+1）的下端（p）和地端（G）连接；第k个负载的一端与开关桥臂的第k+1个开关组（B_k+1）的上端（o）连接，第k个负载的的另一端与电容桥臂的第k+1个电容（C_k+1）的正极连接，其中k的取值为1~N-1；第N个负载的一端与开关桥臂的第N个开关组（B_N）的下端（p）连接，第N个负载的另一端与电容桥臂的第N个电容（C_N）的负极连接。

4.根据权利要求1所述的N输出单相N+1开关组MMC逆变器，其特征在于：功率开关单元由第一开关管（S₁）、第二开关管（S₂）、第一二极管（D₁）、第二二极管（D₂）和电容（C_SM）构成，其中，电容（C_SM）的正极与第一开关管（S₁）的集电极、第一二极管（D₁）的阴极连接，第一开关管（S₁）的发射极与第一二极管（D₁）的阳极、第二开关管（S₂）的集电极、第二二极管（D₂）的阴极连接，第二开关管（S₂）的发射极与第二二极管（D₂）的阳极、电容（C_SM）的负极连接；第二开关管（S₂）的集电极作为第一输出端，第二开关管（S₂）的发射极作为第二输出端。

5.根据权利要求1所述的N输出单相N+1开关组MMC逆变器，其特征在于：开关桥臂的第i个开关组（B_i）的第j个功率开关单元（SM_Bij）的第二输出端与开关桥臂的第i个开关组（B_i）的第j+1个功率开关单元（SM_Bi(j+1)）的第一输出端连接，其中j取值为1~n-1，i取值为1~N+1。

6.根据权利要求1所述的N输出单相N+1开关组MMC逆变器，其特征在于：所述逆变器的工作模式包括同频工作模式和异频工作模式，同频工作模式中，N路输出的频率相同，幅值不相同；异频工作模式中，N路输出的频率和幅值均不同。

7.用于权利要求1所述的N输出单相N+1开关组MMC逆变器的控制方法，其特征在于：采用载波移相PWM控制开关桥臂的第i个开关组（B_i）的开关管的开通与关断，其中i取值为1~N+1；开关桥臂的第i个开关组（B_i）的第j个功率开关单元（SM_Bij）采用相同三角波作为第j个载波C_j，其中j的取值为1~n；n个载波（C₁、C₂、…、C_n）依次滞后相角360°/n；第k个负载采用第k个正弦波R_Lk叠加第k个直流偏置1-2k/(N+1)得到第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)，其中k的取值为1~N。

8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于：第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)与第j个载波C_j通过第k个比较器，当第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)大于第j个载波C_j时，第k个比较器输出高电平，当第k个调制波R_Lk+1-2k/(N+1)小于第j个载波C_j时，第k个比较器输出低电平，其中k的取值为1~N；第1个比较器的输出作为开关桥臂的第1个开关组（B₁）的第j个功率开关单元（SM_B1j）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_B1j）；第k-1个比较器的输出通过第k-1个非门，第k-1个非门的输出与第k个比较器的输出通过第k-1个异或门得到开关桥臂的第k个开关组（B_k）的第j个功率开关单元（SM_Bkj）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_Bkj），其中k的取值为2~N；第N个比较器的输出通过第N个非门得到开关桥臂的第N+1个开关组（B_N+1）的第j个功率开关单元（SM_B(N+1)j）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_B(N+1)j）。