CN103765354A - 电子设备、静电电容传感器和触摸面板 - Google Patents

Abstract

当触摸面板的激励频率和外部噪声的频率匹配或接近时，不能通过带通滤波器去除噪声。此外，当触摸检测操作时段限制于短的时段（诸如，非寻址时段）时，由于频率分离降低且通过平均化的噪声去除效果劣化，因此信噪比（S/N）降低。本发明的电子设备包括：传感器系统（101）；激励产生单元（102），该激励产生单元产生间歇性正弦波信号且将该间歇性正弦波信号提供至所述传感器系统；以及解调单元（105），该解调单元解调作为传感器系统的输出的振幅调制信号。所述解调单元使用在激励产生单元输出正弦波信号的时段中传感器系统的响应x₁(t)和激励产生单元不输出正弦波信号的时段中传感器系统的响应z₁(t)两者来产生解调信号D(t)，激励产生单元不输出正弦波信号的时段至少紧靠在所述信号输出之前或紧跟在所述信号输出之后。

Description

电子设备、静电电容传感器和触摸面板

技术领域

本发明涉及电子设备、静电电容传感器和触摸面板，尤其涉及使用振幅调制和解调系统的电子设备、静电电容传感器和触摸面板。

背景技术

触摸面板是检测由诸如手指或笔的指示体所指向的位置的坐标或检测由这样的指示体进行的指向动作的设备。现今，触摸面板通常与诸如液晶显示器（LCD）、等离子体显示面板（PDP）、或有机电致发光显示器的显示器结合使用。

来自触摸面板的输出被输入至计算机，该计算机控制显示在显示器上的图像且控制设备，从而实现易于使用的人机界面。现在，触摸面板广泛使用在日常生活应用中，诸如，视频游戏机、便携式信息终端、售票机、自动取款机（ATM）和汽车导航系统。随着计算机变得越来越强大且网络连接环境变得普及，通过电子设备提供更多种类的服务且对具有触摸面板的显示器的需求不断增加。

一种类型的触摸面板是表面电容式触摸面板。该表面电容式触摸面板包括（i）电阻片和（ii）驱动感测电路，该驱动感测电路连接至电阻片、将AC电压（正弦电压）施加至电阻片作为激励、测量流过电阻片的电流且输出测量值。

具体地，表面电容式触摸面板包括透明基板、形成在透明基板的表面上的透明电阻片、和形成在电阻片的上表面上的绝缘薄膜。电阻片被称为位置感测导电膜。为了驱动这种类型的触摸面板，AC电压被施加至位置感测导电膜的四个角。当利用人的手指、指示杆或类似物（以下称为手指或类似物）触摸该触摸面板时，通过位置感测导电膜和手指或类似物之间的电容耦合形成电容器。小电流通过该电容器流入手指或类似物。电流从位置感测导电膜的角流入由手指或类似物触摸的点。信号处理电路基于通过驱动感测电路所检测到的电流，计算是否存在通过手指或类似物进行的触摸以及利用手指或类似物触摸的位置的坐标。具体地，信号处理电路基于来自位置感测导电膜的四个角的电流之和来检测触摸是否存在。此外，基于来自位置感测导电膜的四个角的电流的比率计算触摸位置的坐标。

在专利文献1至专利文献5中公开了基于上文描述的表面电容式操作原理的触摸面板。

专利文献1中的包括组合在一起并一起操作的显示面板和触摸面板的设备配备有对电极驱动装置，该对电极驱动装置用于在显示面板的非显示时段期间将AC电压施加至触摸面板且将相同的AC电压施加至显示面板的对电极，以防止由于显示面板的驱动信号造成的位置检测精度的下降。

专利文献2公开了“一种触摸面板设备，其中，当噪声大时，AC电压振荡电平增大；而当噪声小时，AC电压振荡电平减小；当噪声具有特定频率时，切换至不同的电压振荡频率，从而确保安全，以实现改善的信噪比、高噪声鲁棒性和电气安全”。

专利文献3描述了“当手指已触摸面板时的相位和AC电压被设定为接触向量信号，并且通过使用余弦定理根据两个信号之间的相位差和振幅计算的标量被设定为实际手指触摸的AC信号，从而由于对触摸位置的检测，消除了当手指未靠近电阻片时由寄生信号造成的AC电压或由于电容性接地人体或电阻性接地人体的手指造成的信号之间的相位差”。

专利文献4公开了“运算电路将来自长传感器线LSLi的输出和来自短传感器线SSLi的输出作为输入且利用所述输出之间的差（Δ）和线电容比Kc进行计算，以获得信号分量S”。

专利文献5公开了“利用符号Na、Nb、Nc和Nd标记四个节点。电流感测电路（其将在稍后描述）的端子连接至这些节点”且描述了“单刀双掷开关21a至21d通过电流感测电路13a至13d连接至节点Na至Nd。AC电压源22连接至单刀双掷开关21a至21d中的每一个单刀双掷开关的两个触点中的一个触点且存储电容线驱动电路连接至另一触点（即，在图4中用COM标记的节点）。例如，AC电压的波形可以是正弦波”。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：公开号为2007-334606的日本公开专利

专利文献2：公开号为2006-106853的日本公开专利

专利文献3：公开号为2010-86285的日本公开专利

专利文献4：公开号为2011-13757的日本公开专利

专利文献5：公开号为2011-14109的日本公开专利

发明内容

技术问题

本发明人已进行下列分析。专利文献1中描述的触摸面板具有下列五个问题。

第一个问题是，触摸面板对外部噪声（电场变化和电容耦合噪声）敏感。虽然专利文献1描述了防止由于显示面板的驱动信号造成的位置检测精度的下降，但是触摸面板易受除显示面板的驱动信号之外的来源的外部噪声影响，该外部噪声例如为从位于触摸面板的触摸表面的上方的包括逆变电路的荧光灯发出的噪声。

该问题的一个原因基于触摸面板的操作原理。由于表面电容式触摸面板检测位置感测导电膜和手指之间形成的电容器的电容，因此在位置感测导电膜和手指之间可能不形成用于屏蔽电场的屏蔽电极。因此，位置感测导电膜的触摸表面不可避免地具有易受外部噪声影响的结构。触摸面板的尺寸越大，触摸面板越易受外部噪声的影响。

另一原因是噪声源的数量不断增长。例如，为了减少闪烁而开发的逆变荧光灯被市场接受且数量不断增加。此外，为了提高供电电压的转换效率而开发的越来越多的开关模式电源用在用于便携式设备的充电器和AC适配器中。这些设备产生的噪声妨碍电容感测设备的正常运行。

第二个问题是当触摸面板的激励频率等于或接近噪声的频率时，带通滤波器不能去除噪声。

上述噪声的基本频率或噪声的谐振频率等于或接近于触摸面板的激励频率。要求保护的专利文献1中描述的同步检测器执行滤波，以滤除具有与激励频率不同的频率的噪声。因此，按照频率来分辨观察信号从而以这种方式选择频率的方法不能去除频率等于激励频率的噪声。

当噪声的频率接近于激励频率时，噪声通过带通滤波器的通带和阻带之间的衰减带（或过渡带），因此带通滤波器的输出包含噪声。换句话说，实际的带通滤波器具有一定的频率分辨率极限且因此不能去除频率接近激励频率的噪声。

第三个问题是如果触摸感测操作时段受到非显示时段（非寻址时段）等限制，则频率分辨率降低，使得接近真实信号的频率的噪声不能被去除。例如，当关注的信号包括具有相同的振幅的两个正弦波信号时，周期图谱估计方法可以分辨满足下式1的这样的谱峰：

[式1]

$\mathrm{\Δf}\≥\frac{1}{T}$

其中，T是信号采集时段。

在该方法中，当信号采集时段T是500微秒时，Δf是2kHz，因此，当假设100kHz的真实信号和99kHz的噪声时，两者不能通过频率辨析。

第四个问题是采用平均化的噪声去除效果降低且信噪比降低。例如，当叠加有泊松分布噪声的观察信号被多次获取且平均化以去除噪声、由此减小噪声时，噪声减小量与获取观察信号的次数的平方根成比例。换句话说，当信号采集时段限制为短的时段（诸如非显示时段（非寻址时段））时，采用平均化的噪声去除效果降低且信噪比降低。

第五个问题是，如果如本申请人的日本专利申请No.2009-163401所示的，使用偏光板设置在位置感测导电膜和手指之间的结构时，位置感测导电膜和手指之间形成的电容减小且信噪比可以降低。类似地，如果在位置感测导电膜和手指之间插入保护玻璃等，则信噪比可以降低。

因此，问题在于，提供这样的电子设备、静电电容传感器和触摸面板：该电子设备、静电电容传感器和触摸面板能够去除频率等于信号的频率或频率接近信号的频率的噪声（该噪声不能利用传统的频率分辨率来辨析），因此能够精确地检测触摸是否存在和触摸位置。

解决问题的技术手段

为解决上述问题，根据本发明的电子设备120包括：

传感器系统101；激励产生单元102，该激励产生单元产生间歇性正弦波信号且将该间歇性正弦波信号提供至传感器系统；以及解调单元105，该解调单元105解调从传感器系统输出的振幅调制信号，其中，解调单元通过使用以下二者来产生解调信号D(t)：在激励产生单元已输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应x₁(t)，和激励产生单元不输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应z₁(t)，激励产生单元不输出正弦波的时段为紧接于激励产生单元已输出正弦波的时段之前的时段和紧跟在激励产生单元已输出正弦波的时段之后的时段中的至少一个。

本发明的电子设备还包括解调单元，其中，所述解调信号是|X–N|的常数倍，其中，X是从所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，所述振幅和相位是在所述激励产生单元已输出正弦波的时段中根据所述传感器系统的响应计算的；N是从所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，所述振幅和相位是在所述激励产生单元不输出正弦波的时段中根据所述传感器系统的响应计算的。

本发明的电子设备还包括解调单元，其中，所述解调信号是|X–M|的常数倍，其中，M是Y和Z的平均向量，X是根据所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，所述振幅和相位是在所述激励产生单元已输出正弦波的时段中根据所述传感器系统的响应计算的，Y和Z分别是根据所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，所述振幅和相位是在紧接于所述激励产生单元已输出正弦波的时段之前的所述激励产生单元不输出正弦波的相应的在前的时段中根据所述传感器系统的响应计算的，或紧跟在所述激励产生单元已输出正弦波的时段之后的所述激励产生单元不输出正弦波的相应的随后的时段中根据所述传感器系统的响应计算的。

另一方面，为了解决上述问题，根据本发明的静电电容传感器配置有所述电子设备且包括电阻片和连接至电阻片的传感器系统，该传感器系统包括驱动感测电路，该驱动感测电路将电压施加至电阻片且测量并输出流过所述电阻片的电流，其中，由电阻片和指示体形成的电容器的电容被检测以检测指示体的触摸或指示体的触摸的坐标。

本发明的静电电容传感器配置有所述电子设备且还配置有显示器，其中，在所述显示器的非寻址期间，存在所述激励产生单元输出正弦波的时段和所述激励产生单元不输出正弦波的时段，通过使用已输出所述正弦波的时段中所述传感器系统的响应和没有输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应产生解调信号。

另一方面，为了解决上述问题，根据本发明的触摸面板配置有所述电子设备且包括电阻片和连接至电阻片的传感器系统，该传感器系统包括驱动感测电路，该驱动感测电路将电压施加至电阻片且测量并输出流过所述电阻片的电流，其中，通过电阻片和指示体形成的电容器的电容被检测以检测指示体的触摸或指示体的触摸的坐标。

根据本发明的触摸面板配置有所述电子设备且还配置有显示器，其中，在所述显示器的非寻址时段中，存在所述激励产生单元输出正弦波的时段和所述激励产生单元不输出正弦波的时段，通过使用已输出所述正弦波的时段中所述传感器系统的响应和没有输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应产生解调信号。

为了解决上述问题，根据本发明的电子设备包括：运算放大器；电阻器，所述电阻器连接在所述运算放大器的输出端和反相输入端之间；导体，所述导体连接至所述运算放大器的所述反相输入端；以及激励产生单元，所述激励产生单元产生间歇性正弦波信号且将所述间歇性正弦波信号提供至所述运算放大器的非反相输入端，所述电子设备检测所述导体的电容且包括解调单元，所述解调单元解调从所述运算放大器输出的振幅调制信号，其中，所述解调单元通过使用在激励产生单元已输出正弦波的时段中所述电子设备的响应和激励产生单元不输出正弦波的时段中所述电子设备的响应来产生解调信号，激励产生单元不输出正弦波的时段为紧接于激励产生单元已输出正弦波的时段之前的时段和紧跟在激励产生单元已输出正弦波的时段之后的时段中的至少一个。

本文中使用的术语“静电电容传感器”包括触摸传感器。

应当注意，虽然在本文和权利要求书中描述了激励产生单元输出正弦波，但该输出不仅限于具有单一频率的正弦波。所有的信号可以表示为一系列具有不同频率的正弦波（傅里叶级数展开）。换句话说，例如，当激励产生单元输出方波时，该方波是一系列具有不同频率的正弦波。在该情况下，通过关注该方波的基本频率来进行信号处理，以获得解调信号。因此，激励产生单元输出方波的实现方式落在本发明的范围内。出于类似的原因，激励产生单元输出任何交流电流的实现方式落在本发明的范围内。

本发明的效果

通过实现根据本发明的电子设备、静电电容传感器、触摸传感器和触摸面板，可以获得下列五个效果。

第一个效果是：由于通过停止正弦波获得噪声，因此可以精确地获取噪声，而不管是否存在手指（是否存在触摸）。

第二个效果是：由于用于通过停止正弦波获得的“噪声”的信号处理路径和用于通过提供正弦波获得的“真实信号加噪声”的信号处理路径相同，因此可以精确地获得噪声。

第三个效果是：由于在“真实信号加噪声”的向量和“噪声”的向量之间进行减法运算，因此即使当真实信号和噪声具有相同的频率时，也可以精确地获得真实信号。

第四个效果是：通过使用在前的噪声（在激励产生单元输出正弦波之前的正弦波停止期间获得的噪声）和随后的噪声（在激励产生单元已输出正弦波之后的正弦波停止期间获得的噪声）的平均向量，可以超过频率分辨率，去除频率接近于真实信号的频率的噪声。

第五个效果是：通过使用在前的噪声和随后的噪声的平均向量，即使当噪声的振幅已改变时，也可以精确地去除噪声。

由于上述五个效果，本发明能够提供对外部噪声具有稳健性且具有高信噪比的触摸面板和电子设备。

附图说明

图1是本发明的电子设备的框图；

图2是本发明的静电电容传感器的框图；

图3是本发明的静电电容传感器的时序图；

图4是用于说明本发明的计算的传感器系统输出电压的曲线图；

图5是示出通过本发明的解调单元进行的计算的向量图；

图6示出用于说明本发明的计算的解调单元输入电压；

图7是用于说明本发明的解调单元的向量图；

图8是用于说明本发明的解调单元的向量图；

图9是用于说明本发明的解调单元的向量图；

图10是本发明的静电电容式触摸面板的配置图；

图11是本发明的静电电容式触摸面板的时序图；

图12示出本发明的静电电容式触摸面板的信号波形；

图13是示出本发明的静电电容式触摸面板中的信号处理的框图；以及

图14示出本发明的静电电容式触摸面板的信号波形。

具体实施方式

（第一实施方式）

将说明本发明的静电电容传感器。典型的静电电容传感器的功能通过从背景技术部分中说明的触摸面板的功能中省略位置检测功能来实现。由于省略位置检测功能，因此可以使用导电片或仅仅导体来代替电阻片。

（配置）

图2是本发明的静电电容传感器100的框图，图1是本发明的静电电容传感器的抽象化的本发明的电子设备120的框图。图2中示出的静电电容传感器100配置成检测图中示出的电容器C_in的电容。静电电容传感器包括：传感器系统101，该传感器系统101将电容器C_in的电容和激励作为输入，且根据电容器C_in的电容输出信号；激励产生单元102，该激励产生单元102产生激励；连接至激励产生单元的正弦波产生单元103；以及DC产生单元104。来自传感器系统的输出被输入至解调单元105，该解调单元105产生解调信号。

激励产生单元产生间歇性正弦波信号。用于产生间歇性正弦波信号的装置包括如图2所示的正弦波产生单元103和DC产生单元104，并且设置用于在它们之间切换的装置。然而，不仅限于这样的装置。例如，其它装置可以使用数模转换器且将通过使间歇性正弦波离散化而获得的数字信号提供至该数模转换器。

传感器系统包括运算放大器110、插入在该运算放大器110的反馈路径中的电阻R_f和电容器C_f，且还包括加法器111，该加法器111执行来自运算放大器110的输出电压和激励电压之间的减法运算。

假设运算放大器110是理想的运算放大器且使V₁表示输入至传感器系统101的激励电压且V₂表示来自传感器系统的输出电压，则传感器系统的频率响应H(jω)可以通过求解从图获得的电路方程式而得到，电路方程式如下：

[式2]

$H\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{V_2}{V_1}=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{in}}{R}_f}{1+\mathrm{j\ω}{C}_f{R}_f}$

其中，ω表示激励的角频率且j表示虚数单位。根据该方程式，传感器系统的振幅响应|H(jω)|为：

[式3]

$\left|H\left(\mathrm{j\ω}\right)\right|=\frac{\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{in}}{R}_f}{\sqrt{1+{\mathrm{\ω}}^2{C_f}^2{R_f}^2}}$

如式3所示，来自传感器系统101的输出的振幅与静电电容器C_in的电容成比例。

由于来自传感器系统的输出的频率与激励的频率相等且所述输出的振幅根据静电电容器C_in的电容变化，因此，该传感器系统可以认为是振幅调制系统。

图2可以抽象化为图1。传感器系统的输入S(t)可以是如本实施方式中示出的静电电容以及诸如电压或电流的电信号。

（操作）

将参照图3描述本发明的静电电容传感器的操作。

激励产生单元102产生间歇性正弦电压，该间歇性正弦电压如图3的顶部的波形（即，激励产生单元输出电压）所示。正弦电压作为激励提供至传感器系统101。在该示例中，正弦波的频率为100kHz。响应于该激励和静电电容器C_in的电容，传感器系统输出电压f(t)，如图3的第二波形（即，传感器系统输出电压）所示。如图所示，在激励产生单元102输出正弦波的时段中，传感器系统的响应标记为x₁(t)、x₂(t)，在激励产生单元停止输出正弦波的时段中，来自传感器系统的输出电压标记为z₁(t)、z₂(t)。

根据式3，在激励产生单元停止输出波的时段中，来自传感器系统的输出电压的振幅为零。然而，实际上，由于噪声混杂，振幅不为零。在许多应用中，诸如触摸传感器和触摸面板，如图2所示，静电电容器C_in的电容是通过指示体（手指）和电阻片而形成的静电电容器的电容，外部噪声（电场变化和电容耦合噪声）容易耦合至构成静电电容器C_in的一部分的电阻片中。图3中的z₁(t)和z₂(t)不为零的原因是其反映了噪声的影响。当外部噪声稳定时，不管是存在正弦波激励还是停止正弦波（DC），存在外部噪声混杂，因此在x₁(t)和x₂(t)中存在噪声。换句话说，在x₁(t)和x₂(t)中出现真实信号加噪声（真实信号+噪声），在z₁(t)和z₂(t)中仅出现噪声。

发明人的重要发现是，z₁(t)和z₂(t)不依赖于静电电容器C_in的电容，而是表示外部噪声。换句话说，在触摸传感器或触摸面板中，仅出现噪声，与手指（指示体）是否存在无关。这是因为：通过手指和位置感测导电膜形成的电容器C_in的阻抗充分地高于传感器系统的阻抗，进入位置感测导电膜的噪声作为电流耦合至传感器系统，而不管是否存在手指。

另一重要发现是，在激励产生单元输出正弦波的时段中存在于传感器系统输出电压中的噪声和在该时段之前和之后的时段中存在于传感器系统输出电压中的噪声之间具有相关性。

解调单元105接收来自传感器系统101的输出信号且利用上述特征以去除噪声。将说明这样的示例：从包括真实信号和噪声的观测信号x₁(t)和仅包括噪声的观测信号z₁(t)获得x₁(t)中的真实信号，此处为x₁(t)中的真实信号的振幅。

解调单元105从传感器系统输出电压f(t)以时间间隔Δt周期性地读取信号值且将该信号值转换成离散时间信号f(iΔt)，其中，i∈Z（Z是整数集）。通过以这种方式采样x₁(t)，获得x₁(iΔt),其中，i=0,1,2,…,N-1,并且通过采样z₁(t),获得z₁(iΔt),其中，i=0,1,2,…,Q–1。

使X₁表示x₁(iΔt)的离散傅里叶变换Dk中对应于激励正弦波的频率100kHz的离散傅里叶变换Dk，则可以获得复数X₁为：

[式4]

$X_1=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

其中，j是虚数单位且N为样本的数目。复数X₁可以写为二维向量X₁≡(Re{X₁},Im{X₁})，其中，Re{X₁}是复数X₁的实部且Im{X₁}是复数X₁的虚部。这些等效于彼此。

类似地，使Z₁表示z₁(iΔt)的离散傅里叶变换Dk中对应于正弦波的频率100kHz的离散傅里叶变换Dk，则可以获得复数Z₁为：

[式5]

$Z_1=\frac{1}{Q}\underset{i=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}z\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

其中，j是虚数单位且Q为样本的数目。复数Z₁可以写为二维向量Z₁≡(Re{Z₁},Im{Z₁})。这些等效于彼此。

假设存在于观测信号x₁(t)中的噪声的100kHz分量等于观测信号z₁(t)的100kHz分量，则计算向量X₁－向量Z₁。结果的幅值|X₁–Z₁|设定为x₁(t)的真实信号的振幅且设定为从解调单元输出的解调信号D(t)。

将通过使用观测信号的模型且分配特定数值来说明上述解调单元的操作。

在图4中示出观测信号的模型。使f(t)表示观测信号的模型，则f(t)是振幅为2V的真实信号(V_sig)加振幅为1V的噪声(V_noise)，如下：

[式6]

f(t)=Vsig+Vnoise

[式7]

[式8]

$\mathrm{Cnoise}=\sin (2\mathrm{\π}100\mathrm{kt}+\frac{3}{4}\mathrm{\π})$

以Δt=0.1微秒的间隔进行采样以将f(t)离散化为f(aΔt)，其中a=0,1,2,…,4999。

x₁(iΔt)和z₁(iΔt)是图4中示出的信号。考虑到稍后将提取100kHz分量，期望的是x₁(iΔt)的长度（时间），即t₁'–t₁设定为100kHz的间隔的整数倍，即n×10微秒，其中n是正整数。

具体地，x₁(iΔt)（其中i为0至1999）设定为f(aΔt)，其中a为1000至2999，且t₁'–t₁设定为200微秒（n=20）。

期望的是z₁(iΔt)的开始时间t₂设定为t₁+m×10微秒，其中m为正整数。期望的是z₁(t)的长度（时间），即t₂'–t₂，设定为100kHz的间隔的整数倍，即w×10微秒，其中w是正整数。

具体地，z₁(iΔt)（其中i为0至1999）设定为f(aΔt)，其中a为3000至4999，设置t₂=t₁+200微秒(m=20)，t₂'–t₂设定为200微秒（w=20）。

计算X₁和Z₁以获得下列结果。

[式9]

$X_1=\frac{1}{2000}\underset{i=0}{\overset{1999}{\mathrm{\Σ}}}x\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})=0.3536-j0.6464$

[式10]

$Z_1=\frac{1}{2000}\underset{i=0}{\overset{1999}{\mathrm{\Σ}}}z\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})=0.3536+j0.3536$

上文给出的复数认为是向量，向量X₁、向量Z₁以及向量X₁－向量Z₁被绘制在复平面上，如图5所示。

如图所示，向量X₁－向量Z₁的幅值为1.0。通过注意到图5中的各向量的幅值为100kHz的信号的振幅的1/2，根据向量X₁－向量Z₁，计算出真实信号的振幅等于2V。另一方面，难以仅基于诸如计算出的x₁(iΔt)的振幅2×|X₁|(1.5V)和计算出的z₁(iΔt)的振幅2×|Z₁|(1.0V)的信息推导出真实信号的振幅（2V）。

x₁(iΔt)的振幅(1.5V)和z₁(iΔt)的振幅(1.0V)分别等同于计算出的信号x₁(iΔt)和信号z₁(iΔt)的100kHz分量的振幅。换句话说，仅使用频率分离的常规噪声去除不能获得真实信号的振幅。

在上文中，已给出这样的示例：其中，基于x₁(iΔt)和z₁(iΔt)计算X₁和Z₁且计算|X₁–Z₁|，以获得解调信号D(t)的一个值。对于D(t)的下一个值，如图3所示，基于x₂(t)和z₂(t)计算X₂和Z₂且计算|X₂–Z₂|。对于D(t)的后续值，以类似的方式进行计算以获得解调信号D(t)。

该实施方式具有两种效果。第一种效果是：由于当停止正弦波时获得噪声，因此可以精确地获取噪声，而不管是否存在手指或甚至当手指已经放置在面板上或从面板移除或通过手指施加的压力已变化从而改变静电电容器C_in的电容。

第二种效果是：由于在“真实信号加噪声”的向量和“噪声”的向量之间进行减法运算，因此甚至当真实信号和噪声具有相同的频率时，也可以精确地获得真实信号。

（第二实施方式）

在第一实施方式中，观测信号z₁(iΔt)用于获得观测信号x₁(iΔt)的真实信号的振幅。换句话说，在观测信号x₁(iΔt)之后观测到的噪声z₁(iΔt)用于去除噪声。在第二实施方式中，将通过集中于解调单元的操作来说明观测信号x₁(iΔt)之前和之后的噪声用于获得观测信号x₁(iΔt)的真实信号的振幅的模式。

图6示出通过将解调单元105中的输入信号离散化而获得的观测信号的模型f(aΔt)，其中，a=0,1,2,…,Δt=0.4微秒。

f(aΔt)是振幅为1V的真实信号（V_sig）加振幅随着时间变化的99kHz的噪声(V_noise)。这可以在数学上表示为如下：

[式11]

f(aΔt)=Vsig+Vnoise

[式12]

[式13]

$\mathrm{Vnoise}=\frac{\mathrm{a\Δt}}{4\×{10}^{-3}}\sin (2\mathrm{\π}99\mathrm{ka\Δt}+\mathrm{\π})$

其中，y(iΔt)、x(iΔt)和z(iΔt)分别为从f(aΔt)提取的信号，如下所示。

y(iΔt)（其中i=0至399）设定为f(aΔt)，其中，a=3800至4199;x(iΔt)（其中i=0至1624）设定为f(aΔt)，其中，a=4250至5874;z(iΔt)（其中i=0至299）设定为f(aΔt)，其中，a=6000至6299。

为了方便起见，在本文中，y(iΔt)被称为在前的噪声且z(iΔt)被称为随后的噪声。

在解调单元中，使用与第一实施方式中的方法相同的方法，以根据下式从观测信号y(iΔt)和观测信号z(iΔt)获得复数Y_m和复数Z_m。

[式14]

$Y_m=\frac{1}{400}\underset{i=0}{\overset{399}{\mathrm{\Σ}}}y\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式15]

$Z_m=\frac{1}{300}\underset{i=0}{\overset{299}{\mathrm{\Σ}}}z\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

其中，Δt是采样间隔且j是虚数单位。

图7中示意性地示出此处获得的向量Y_m和向量Z_m。

然后，根据向量Y_m和向量Z_m，估计在时刻t₁和时刻t_1'的噪声向量Y和噪声向量Z。估计方法如下。使Y_m为时刻(t₀+t_0')/2的噪声向量且使Z_m为时刻(t₂+t_2')/2的噪声向量。

进行以下近似法：向量的振幅和相位随着时间从Y_m变化至Z_m，并且在时刻t₁和时刻t_1'获得噪声向量Y和噪声向量Z。图7示意性地示出Y_m、Z_m和Y、Z之间的关系。

然后，基于向量Y和向量Z，计算向量Y和向量Z的平均向量M。将参照图8描述平均向量的计算。

如前所述，向量表示和复数表示等效于彼此。用于计算M的公式可以写为如下的复数表示：

[式16]

$\begin{array}{c}M=\frac{1}{T}{\∫}_0^T(A_S-\frac{A_S-A_E}{T}t)\cos ({\mathrm{\θ}}_S-\frac{{\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_E}{T}t)\mathrm{dt}\\ +j\left\{\frac{1}{T}{\∫}_0^T(A_S-\frac{A_S-A_E}{T}t)\sin ({\mathrm{\θ}}_S-\frac{{\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_E}{T}t)\mathrm{dt}\right\}\end{array}$

其中，T表示图6中的t_1'–t₁，A_S和θ_S分别表示向量Y的振幅和相位，A_E和θ_E分别表示向量Z的振幅和相位。图9（a）示出根据上文从图6的模型信号获得的Y、Z和M。

然后，以与第一实施方式相同的方法获得X且计算X–M。X可以写为如下：

[式17]

$X=\frac{1}{1625}\underset{i=0}{\overset{1624}{\mathrm{\Σ}}}x\left(\mathrm{i\Δt}\right)\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

其中，Δt是采样间隔且j是虚数单位。

图9（b）示出根据图6的x(iΔt)获得的X和之前获得的M和X–M。

根据图9（b），|X–M|是0.5，注意到该值是真实信号的振幅的1/2，从而确认可以准确地获得真实信号的振幅1.0V。换句话说，已经表明：如果存在99kHz（其非常接近激励频率100kHz）的噪声，则可以精确地去除噪声。

通常，当如在x(iΔt)的情况下限定信号采集时段时，频率分辨率降低且可能无法去除接近于真实信号的频率的噪声。在该实施方式中，另一方面，如所示出的，可以通过利用x(iΔt)之前的噪声y(iΔt)和x(iΔt)之后的噪声z(iΔt)，超过频率分辨率，去除接近于真实信号的频率的噪声。

此外，如本实施方式中所示出的，即使噪声的振幅与时间相关，平均向量M也可以用于精确地去除噪声。

（效果）

该实施方式具有以下两种效果。

第一，通过使用根据在前的噪声和随后的噪声计算的平均向量，可以超过频率分辨率，去除接近于真实信号的频率的噪声。

第二，通过使用根据在前的噪声和随后的噪声计算的平均向量，即使噪声的振幅已改变，也可以精确地去除噪声。

实施例

将说明本发明的静电电容式触摸面板。

（配置）

图10示出本发明的静电电容式触摸面板130的配置。图10中所示的触摸面板使用在手指和电阻片131之间形成的静电电容器C_in的电容来检测触摸是否存在和触摸的位置。

ITO（铟锡氧化物）膜用于电阻片131。ITO膜是设置在玻璃基板（未示出）上的具有均匀的片电阻值（在该实施例中为800欧姆）的固体膜。绝缘体（在该实施例中为用于形成液晶显示器的偏光板132）通过无酸粘合剂贴附在ITO膜上。

配线连接至ITO膜131的四个角。配线连接至四个传感器系统101。各传感器系统的配置与第一实施方式中的传感器系统的配置相同。四个传感器系统均将来自激励产生单元102的输出电压作为输入，且来自各传感器系统的输出被提供至解调单元105（解调单元0至解调单元3）中的相关联的一个解调单元。

来自解调单元的输出被提供至包括信号处理电路的块（未示出），且在包括信号处理电路的该块中基于来自解调单元的输出计算触摸是否存在和触摸的位置。

（操作）

将参照图11描述本发明的静电电容式触摸面板的操作。

本发明的静电电容式触摸面板组装在液晶显示器（LCD）的显示表面上且被驱动使得避免产生LCD驱动噪声。

图11中的非寻址指示信号是明确地指示LCD的非寻址时段的信号且在非寻址时段中为高。在本文中，术语“非寻址时段”指LCD的扫描线未被扫描的时段，且为从最后的扫描线的选择结束到第一扫描线的选择的时段。

本发明的驱动器的特征之一是，存在提供正弦波以用于激励从而在非寻址时段期间感测触摸的时段（t₁至t_1'）和存在正弦波停止且获得噪声的时段（t₀至t_0'和t₂至t_2'）。

由于在非寻址时段期间获得噪声，因此噪声包括外部噪声，但不包括LCD驱动噪声。因此，在感测触摸的时段（t₁至t_1'）中存在的噪声可以被精确地估计并去除。

激励产生单元102产生间歇性正弦电压，如从图11的顶部看的第二波形所示。该正弦电压用于传感器系统的激励。为了获得图11中的激励产生单元输出电压，激励产生单元被提供来自正弦波产生单元103的频率为100kHz且振幅为1.5V_pp(峰间值1.5伏)的正弦波和来自DC产生单元104的DC=1.2V的DC电压。激励产生单元输出偏压为1.2V、频率为100kHz且振幅为1.5V_pp的间歇性正弦电压。在停止正弦波的时段中，激励产生单元输出DC=1.2V的电压。

通过激励产生单元产生的电压提供至四个传感器系统101，为了方便起见，在本文中，该四个传感器系统101指传感器系统ch0、传感器系统ch1、传感器系统ch2和传感器系统ch3。通过激励产生单元102产生的电压提供至各传感器系统中的运算放大器110的非反相输入端并且由于运算放大器的虚短路操作，电压出现在反相输入端。具体地，当激励产生单元102输出频率为100kHz且振幅为1.5V_pp的电压时，频率为100kHz且振幅为1.5V_pp的电压施加至ITO131。

当形成电容器C_in的电容时，AC电流从各传感器系统通过相应的电导G₀至G₃（该电导根据手指的位置确定）和电容器C_in流入人体。

来自各传感器系统的输出是其上叠加有噪声的间歇性正弦电压，通过AC电流的幅值确定输出的振幅。从传感器系统中选择传感器系统ch1作为代表性示例且在图11中传感器系统ch1的输出电压示出为f₁(t)。

将以ch1作为示例说明解调单元105的操作。

如图11所示，ch1的解调单元105b使用来自传感器系统ch1的输出电压f₁(t)的信号y_n(t)、信号x_n(t)和信号z_n(t)，其中，n是整数，以输出x_n(t)的真实信号的振幅D₁(t)。

在解调单元105b中，来自传感器系统的输出电压f₁(t)以采样间隔Δt=0.4微秒进行采样，以获得f₁(aΔt)，其中，a是整数样本编号。

x₁(iΔt)、y₁(iΔt)、z₁(iΔt)分别为从f₁(aΔt)提取的信号，如下所示：y₁(iΔt)（其中i=0至399）设定为f(aΔt)，其中，a=3801至4200;x₁(iΔt)（其中i=0至1624）设定为f(aΔt)，其中，a=4251至5875;z₁(iΔt)（其中i=0至399）设定为f(aΔt)，其中，a=6001至6400。

在该实施例中，对应于y₁(t)和z₁(t)的各时段均划分为四个部分且对于各部分计算100kHz分量的向量，以正确地估计噪声的相位旋转。

具体地，通过下文给出的式18至式25说明该计算。

[式18]

$Y_{\mathrm{1,1}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}y\left\{\left(i\right)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式19]

$Y_{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}y\left\{(i+100)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式20]

$Y_{\mathrm{1,3}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}y\left\{(i+200)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式21]

$Y_{\mathrm{1,4}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}y\left\{(i+300)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式22]

$Z_{\mathrm{1,1}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}z\left\{\left(i\right)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式23]

$Z_{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}z\left\{(i+100)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式24]

$Z_{\mathrm{1,3}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}z\left\{(i+200)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

[式25]

$Z_{\mathrm{1,4}}=\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}z\left\{(i+300)\mathrm{\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

然后，获得在前的噪声和随后的噪声的振幅和相位。

首先，如下所示计算各部分的振幅的平均值。在前的噪声的振幅|Y_m|和随后的噪声的振幅|Z_m|分别计算为：

[式26]

|Y_m|＝(|Y_1，1|+|Y_1，2|+|Y_1，3|+|Y_1，4|)/4

[式27]

|Z_m|＝(|Z_1，1|+|Z_1，2|+|Z_1，3|+|Z_1，4|)/4

按照如下的式18至式25的计算结果计算各部分的相位。

角[Y_1,1]、角[Y_1,2]、角[Y_1,3]、角[Y_1,4]、和角[Z_1,1]、角[Z_1,2]、角[Z_1,3]、角[Z_1,4]。这里，角[Y_1,1]表示Y_1,1的相位。

上文计算的相位限制在±π的范围内。由于这不便于估计相位，因此适当地加上2nπ（n是整数）以平滑地连接相位。

可以通过观察包括来自荧光灯的逆变电路的外部噪声的传感器系统输出的100kHz分量的实际相移来更好的理解该操作。

图12示出通过驱动位于荧光灯的逆变电路附近的本发明的静电电容式触摸面板而获得的波形。顶部的曲线图表示ITO的电压，自顶部的第二个曲线图表示通过采样ch1的传感器系统输出而获得的波形，第三个曲线图表示基于包括100个样本的各部分计算的100kHz分量的振幅，且底部的图表示基于包括100个样本的各部分计算的100kHz分量的相位。底部的图是限制在±π的范围内的相位加上2nπ的结果以平滑地连接相位，其中，n是整数。

结果示出平滑的相位变化且从该结果可以看出，通过适当地加上2nπ可以平滑地连接相位，其中，n是整数。

此外，从在前的噪声获得的四个相位角[Y_1,1]、角[Y_1,2]、角[Y_1,3]、角[Y_1,4]和从随后的噪声获得的角[Z_1,1]、角[Z_1,2]、角[Z_1,3]、角[Z_1,4]的梯度用于估计在从在前的噪声到随后的噪声的时段期间相位在哪个方向旋转和旋转程度。

使角[Y_1,1]'、角[Y_1,2]'、角[Y_1,3]'、角[Y_1,4]'和角[Z_1,1]'、角[Z_1,2]'、角[Z_1,3]'、角[Z_1,4]'表示已经过上述两个过程（即，用于去除±π的范围的限制的过程和用于根据在前的噪声和随后的噪声的相位的梯度估计旋转方向和旋转程度的过程）的相位。则在前的噪声的相位角[Y_m]和随后的噪声的相位角[Z_m]按如下计算。

[式28]

[式29]

角[Z_m]＝(角[Z_1，1]’+角[Z_1，2]'+角[Z_1，3]’+角[Z_1，4]’)/4

应当注意，从自图12的顶部的第三个曲线图还可以看出：在时段x(t)中存在的噪声的振幅可以利用近似法通过以直线连接在前的噪声和随后的噪声来估计。

通过上文获得的|Y_m|和角[Y_m]来确定向量Y_m，且通过上文获得的|Z_m|和角[Z_m]来确定向量Z_m。

然后，根据在第二实施方式中描述的步骤，基于Y_m和Z_m来估计在时刻t₁和时刻t_1'的噪声向量Y和噪声向量Z。

然后，根据在第二实施方式中描述的步骤，基于向量Y和向量Z计算向量Y和向量Z的平均向量M₁。

此外，获得向量X₁且计算X₁–M₁。X可以写为下式。

[式30]

$X_1=\frac{1}{1625}\underset{i=0}{\overset{1624}{\mathrm{\Σ}}}x\left\{\mathrm{i\Δt}\right\}\exp (-j2\mathrm{\π}100\mathrm{kHzi\Δt})$

其中，Δt是采样间隔且j是虚数单位。

如图11所示，向量X₁–M₁的幅值|X₁–M₁|被输出作为解调单元105b的输出D₁(t)。

在下一非寻址时段中，如图11所示，基于y₂(t)、x₂(t)和z₂(t)类似地计算|X₂–M₂|且将其从解调单元输出。

以这种方式，基于y_n(t)、x_n(t)和z_n(t)计算|X_n–M_n|且将其从解调单元输出。

将参照图13说明用于从上述传感器系统的输出电压f₁(t)获得Y_1,1、Y_1,2、Y_1,3、…、X₁、…、Z_1,3、Z_1,4的信号处理单元的框图。

图13中的传感器系统101的输出f(t)对应于上文参照图10说明的传感器系统的输出电压f₁(t)。f(t)提供至采样器140，在该采样器140中，f(t)转换为时间间隔Δt=0.4微秒的离散时间信号f(aΔt)，其中，a=0,1,2,…。然后，f(aΔt)输入至两个乘法器（乘法器I141a和乘法器Q141b）。乘法器I141a依次将f(aΔt)乘以cos(ωaΔt)，其中a=0,1,2,3,…且ω=2π100kHz，且以时间间隔Δt依次输出结果。类似地，乘法器Q141b依次将f(aΔt)乘以sin(ωaΔt)，其中a=0,1,2,3,…且ω=2π100kHz，且以时间间隔Δt依次输出结果。

正弦波产生单元103的输出用作乘法器I中的cos(ωaΔt)；通过-90度的移相器145转换来自正弦波产生单元的输出而获得的信号用作乘法器Q中的sin(ωaΔt)。

来自乘法器I141a的输出和来自乘法器Q141b的输出分别输入至积分器I142a和积分器Q142b，并且在从控制器146提供的控制信号有效的时段中，积分器对输入的信号进行相加运算。

例如，为了获得Y_1,1，在f(aΔt)中的a的值为3801至3900的时段期间，控制器向积分器提供有效信号。这导致积分器I142a进行下列计算。

[式31]

$\underset{a=3801}{\overset{3900}{\mathrm{\Σ}}}f\left(\mathrm{a\Δt}\right)\cos \left(\mathrm{\ωa\Δt}\right)=\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}{y}_1\left(\mathrm{i\Δt}\right)\cos \left(\mathrm{\ωa\Δt}\right)$

换句话说，计算式17中的Y_1,1的实部的100倍的值。

在预定时间段中所积分的信号纳入寄存器I143a和寄存器Q143b且通过连接至寄存器的乘法器144乘以1/N（N是所积分的样本的数量）。

通过该处理，乘法器I144a依次输出Y_1,1、Y_1,2、Y_1,3、…、X₁、…、Z_1,3、Z_1,4的实部，即，Re{Y_1,1}、Re{Y_1,2}、Re{Y_1,3}、…、Re{X₁}、…、Re{Z_1,3}、Re{Z_1,4}的值，乘法器Q144b依次输出Y_1,1、Y_1,2、Y_1,3、…、X₁、…、Z_1,3、Z_1,4的虚部的-1倍，即，-Im{Y_1,1}、-Im{Y_1,2}、-Im{Y_1,3}、…、-Im{X₁}、…、-Im{Z_1,3}、-Im{Z_1,4}的值。

这些值依次输入至计算机（未示出），在该计算机中，计算幅值和相位。

现将说明使用本发明的噪声去除和常规的噪声去除（即，仅使用频率分离的噪声去除）的实验结果。

对于该实验，设置图10中的触摸面板且在该触摸面板上方的30cm处设置逆变式荧光灯的逆变电路。观察来自传感器系统的输出且发现来自逆变电路的噪声明显存在于输出中，

执行约10秒的测量，且在开始测量后约5秒时，利用手指触摸该触摸面板的中心。在图14中示出实验结果。

图14（b）示出本发明的实验结果。各|Xn–Mn|（D₁(t)的输出）均绘制为一个点且通过直线连接653个点。

另一方面，图14（a）示出仅使用频率分离的噪声去除的实验结果。具体地，在激励为100kHz的正弦波的时段中，来自传感器系统的输出信号的100kHz分量的振幅通过|Xn–0|而获得。

已确认，本发明的实施方式实现了信噪比从常规的1.36变化到本发明的3.78，提高了9dB，其中，信号S是触摸存在和触摸不存在之间的信号差的幅值且噪声N为没有触摸时的标准偏差。

工业适用性

本发明适用于使用振幅调制和解调系统的电子设备，诸如静电电容传感器、触摸面板、触摸传感器等。

附图标记的说明

100：静电电容传感器

101：传感器系统

102：激励产生单元

103：正弦波产生单元

104：DC产生单元

105、105a、105b、105c、105d：解调单元

110：运算放大器

111：加法器

120：电子设备

130：静电电容式触摸面板

131：电阻片（ITO）

132：偏光板

140：采样器

141：乘法器，141a：乘法器I，141b：乘法器Q

142：积分器，142a：积分器I，142b：积分器Q

143：寄存器，143a：寄存器I，143b：寄存器Q

144：乘法器，144a：乘法器I，1441b：乘法器Q

145：移相器

146：控制器

Claims (8)

1.一种电子设备，包括：

传感器系统；

激励产生单元，所述激励产生单元产生间歇性正弦波信号且将所述间歇性正弦波信号提供至所述传感器系统；以及

解调单元，所述解调单元解调从所述传感器系统输出的振幅调制信号，

其中，所述解调单元通过使用以下二者来产生解调信号：

在所述激励产生单元已输出正弦波的时段中，所述传感器系统的响应，和

在所述激励产生单元不输出正弦波的时段中，所述传感器系统的响应，所述激励产生单元不输出正弦波的时段为紧接于所述激励产生单元已输出正弦波的时段之前的时段和紧跟在所述激励产生单元已输出正弦波的时段之后的时段中的至少一个。

2.根据权利要求1所述的电子设备，其中，

所述解调信号是|X–N|的常数倍，其中，X是从所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，所述振幅和所述相位是在所述激励产生单元已输出正弦波的时段中根据所述传感器系统的响应计算的；N是从所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，该振幅和相位是在所述激励产生单元不输出正弦波的时段中根据所述传感器系统的响应计算的。

3.根据权利要求1所述的电子设备，其中，

所述解调信号是|X–M|的常数倍，其中，M是Y和Z的平均向量，X是从所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，所述振幅和所述相位是在所述激励产生单元已输出正弦波的时段中根据所述传感器系统的响应计算的；Y和Z分别是根据所述正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量，该振幅和相位是在紧接于所述激励产生单元已输出正弦波的时段之前的所述激励产生单元不输出正弦波的相应的在前的时段中根据所述传感器系统的响应计算的，或紧跟在所述激励产生单元已输出正弦波的时段之后的所述激励产生单元不输出正弦波的相应的随后的时段中根据所述传感器系统的响应计算的。

4.一种包括根据权利要求1至3中任一项所述的电子设备的静电电容传感器，所述静电电容传感器包括：

电阻片；以及

连接至所述电阻片的传感器系统，所述传感器系统包括驱动感测电路，所述驱动感测电路将电压施加至所述电阻片且测量并输出流过所述电阻片的电流，

其中，由所述电阻片和指示体形成的电容器的电容被检测以检测所述指示体的触摸或所述指示体的触摸的坐标。

5.根据权利要求4所述的静电电容传感器，所述静电电容传感器配置有显示器，

其中，在所述显示器的非寻址时段中，存在所述激励产生单元输出正弦波的时段和所述激励产生单元不输出正弦波的时段；以及

通过使用已输出所述正弦波的时段中所述传感器系统的响应和没有输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应，来产生解调信号。

6.一种包括根据权利要求1至3所述的电子设备的触摸面板，所述触摸面板包括：

电阻片；以及

连接至所述电阻片的传感器系统，所述传感器系统包括驱动感测电路，所述驱动感测电路将电压施加至所述电阻片且测量并输出流过所述电阻片的电流，

其中，由所述电阻片和指示体形成的电容器的电容被检测以检测所述指示体的触摸或所述指示体的触摸的坐标。

7.根据权利要求1至3所述的电子设备或根据权利要求6所述的触摸面板，所述电子设备或所述触摸面板配置有显示器，

其中，在所述显示器的非寻址时段中，存在所述激励产生单元输出正弦波的时段和所述激励产生单元不输出正弦波的时段；以及

通过使用在已输出所述正弦波的时段中所述传感器系统的响应和在没有输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应，来产生解调信号。

8.一种电子设备，包括：

运算放大器；

电阻器，所述电阻器连接在所述运算放大器的输出端和反相输入端之间；

导体，所述导体连接至所述运算放大器的所述反相输入端；以及

激励产生单元，所述激励产生单元产生间歇性正弦波信号且将所述间歇性正弦波信号提供至所述运算放大器的非反相输入端；

所述电子设备检测所述导体的电容，所述电子设备包括解调单元，所述解调单元解调从所述运算放大器输出的振幅调制信号；

其中，所述解调单元通过使用以下二者来产生解调信号：

在所述激励产生单元已输出正弦波的时段中，传感器系统的响应，和

在所述激励产生单元不输出正弦波的时段中，所述传感器系统的响应，所述激励产生单元不输出正弦波的时段为紧接于在所述激励产生单元已输出正弦波的时段之前的时段和紧跟在所述激励产生单元已输出正弦波的时段之后的时段中的至少一个。

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