CN103731244B - Lte-a终端反馈系统中双码本差分设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE‑A终端反馈系统中双码本差分设计方法，充分利用了信道的时间和空间的相关性，根据反馈的预编码矩阵指示符定时地旋转W₁码本以更好的追踪信道的主要方向特性，同时缩放W₂*W₁码本以减少信道的量化误差，用W＝W₂*W₁表示量化后的信道信息；接收端根据反馈的量化信道信息利用迫零波束赋形方法计算预编码矩阵。本发明方法在保证低反馈开销的同时消除了多用户之间的干扰，提升了多用户MIMO的整体性能；同时根据反馈量化的信道信息计算预编码矩阵，消除了多用户之间的干扰，提升了多用户MIMO系统的性能，当信噪比较高时性能增益大概在1～2dB左右。

Description

LTE-A终端反馈系统中双码本差分设计方法

技术领域

本发明涉及LTE-A物理层多用户MIMO预编码码本的设计方法，尤其涉及一种针对LTE-A中的终端有限反馈系统提出的基于格莱斯曼差分编码的双码本设计方法，属于无线通信技术。

背景技术

由于频谱资源日益紧缺，为了追求更高的频谱效率，MIMO（Multiple-InputMultiple-Output）技术的引入在不增加带宽的情况下显著地提高了信道容量。随着多天线技术研究的深入，MIMO技术已从点对点的单用户系统扩展到了点对多点的多用户系统。MIMO技术通常采用发送端预编码技术来提高多用户MIMO（Multi-user Multiple-InputMultiple-Output，MU-MIMO）系统的性能，基于预编码的MIMO技术结合了空间分集和空间复用的优势，对各种信道环境都有较好的适应性，通过空分多址接入技术提高系统容量，增加系统对传输环境的鲁棒性。在多用户MIMO系统中，当多个用户共享同一时间和频率资源时，必然会引入多用户共道干扰，因此要求预编码技术不仅要获取较大的赋形增益，同时还要降低多用户间的干扰。

LTE中采用的是基于单码本的预编码技术，在多用户MIMO系统中这种预编码技术的性能较差，LTE-A中提出了一种基于双码本的预编码技术。双码本中预编码矩阵W由两个矩阵的乘积得到，包括两种形式：W＝W₁*W₂和W＝W₂*W₁，其中W₁表征宽带/长期信道特性，W₂表征窄带/短期信道特性。根据信道的特性，长期信道信息和短期信道信息可以采用不同的反馈周期，这样相对于单码本来说，可以在保证低反馈开销的同时提高多用户的性能。在LTE-A中引入了解调专用参考信号，移动终端不需要知道具体的预编码矩阵即可准确解调数据。基站根据准确的信道状态信息计算预编码矩阵以消除多用户之间的干扰，但是对于频分复用系统，由于有限反馈的限制，移动终端很难获得准确的信道状态信息，需要为基站和移动终端同时配置一个码本，基站通过移动终端反馈的预编码矩阵指示符来得到量化的信道信息。因此双码本的设计对有限反馈多用户MIMO系统性能的提升起着重要的作用。

针对双码本结构已经有许多码本设计的方法，例如基于波束扫描的码本、自适应码本和DFT码本等，这些方法均是基于固定码本，码本不会随着信道的变化而改变，因此造成了较大的量化误差。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种LTE-A终端反馈系统中基于格来斯曼码本的差分双码本设计方法，根据信道的时间和空间相关性定时的更新码本，以更好的追踪信道信息，有效的消除多用户之间的干扰，同时利用双码本结构保证系统低反馈开销，以提高多用户MIMO系统的性能。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种LTE-A终端反馈系统中双码本差分设计方法，该方法的特点在于充分利用了信道的时间和空间的相关性，根据反馈的预编码矩阵指示符定时地旋转W₁码本以更好的追踪信道的主要方向特性，同时缩放W₂*W₁码本以减少信道的量化误差，用W＝W₂*W₁表示量化后的信道信息。接收端根据反馈的量化信道信息利用迫零波束赋形方法计算预编码矩阵。该方法在保证低反馈开销的同时消除了多用户之间的干扰，提升了多用户MIMO的整体性能，该双码本设计方法按以下主要步骤进行：

（1）为两级预编码矩阵W₁和W₂分别选取一个基础格来斯曼码本，分别记为码本C1和码本C2，移动终端根据下式对信道矩阵H的协方差矩阵R_tx进行特征值分解，得到信道的主要特征方向v₁：

$R_{\mathrm{tx}}=\frac{1}{\mathrm{MNK}}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{k,n}^{\left(m\right)}\right)}^H{H}_{k,n}^{\left(m\right)}$

R_tx＝VΛV^H

其中是第k个子载波第n个OFDM（Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM）符号上的信道矩阵，第一层量化码本W₁的量化和反馈周期是第二层量化码本W₂对应操作的M倍；λ_i是R_tx的特征值并且由大到小的顺序排列；其中v_i是相应的特征向量；

得到信道的主要特征方向v₁后，再根据下式在码本C1中为第一层量化码本W₁选择合适的量化码字w₁反馈给发射端：

$w_1=\arg \underset{i\∈N}{\max }\frac{\left|v_1^H{w}_{1,i}\right|}{\left|\right|v_1\left|\right|\left|\right|w_{1,i}\left|\right|},w_{1,i}\∈C_1$

（2）在双码本反馈系统中，用户预编码的计算方法为W＝W₂*W₁；根据下式在已知第一层量化码本W₁的情况下，为第k个用户从码本C2中为第二层量化码本W₂选择对应的量化码字w₂反馈给发射端，码字选择准则如下：

$w_2=\arg \underset{j\∈N}{\max }\left|{\stackrel{\‾}{h}}_k^H{f}_j\right|,f_j=w_{2,j}*w_1,w_{2,j}\∈C_2$

其中h_k是第k个用户的信道矩阵；

（3）在移动终端根据用户选择的码本重构信道矩阵其中是第k个用户的量化信道信息，然后利用迫零波束赋形方法，使得h_iw_k＝0,i≠k，根据下式计算预编码矩阵：

W＝H^H(HH^H)^-1

对W的列向量做归一化后作为第k个用户的预编码向量；

（4）对于第一层量化码本W₁的码本C1，基站和移动终端根据反馈的预编码矩阵量化码字标号分别确定前一时刻和当前时刻的码字w_1,τ-1和w_1,τ，按照下式构造旋转矩阵，其中和代表w_1,τ和w_1,τ-1的零空间：

$\mathrm{\Θ}=\left[\begin{array}{cc}{w}_{1,\mathrm{\σ}}& w_{1,\mathrm{\τ}}^{\⊥}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{w}_{1,\mathrm{\τ}-1}& w_{1,\mathrm{\τ}-1}^{\⊥}\end{array}\right]}^H$

将码本C1中的所有码字乘以旋转矩阵得到新的码本，用于下一时刻第一层量化码本W₁的量化反馈；

（5）对于第二层量化码本W₂的码本C2，基站和移动终端根据反馈的预编码矩阵量化码字标号分别确定前一时刻和当前时刻的量化码字f_τ-1＝w_2,τ-1*w_1,τ-1和f_τ＝w_2,τ*w_1,τ，计算f_τ-1和f_τ的弦距离α，设定基础码本的半径为门限值，当α大于门限值时，保持码本的半径不变，当α小于等于门限值时，对W₂*W₁的码本根据下式进行缩放以及归一化，码本C2的缩放周期为码本C1的更新周期，即当码本C1更新时将第二层量化码本W₂的码本C2重置为初始码本：

$s\left(f\right)=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{1-{\mathrm{\α}}^2(1-{\left|f_1\right|}^2)}{{\left|f_1\right|}^2}}{f}_1\\ \mathrm{\α}{f}_2\\ .\\ .\\ .\\ \mathrm{\α}{f_n}_T\end{array}\right]$

$\hat{s}\left(f\right)=\frac{s\left(f\right)}{\left|\right|s\left(f\right)\left|\right|}$

其中||·||表示对向量取模。

有益效果：本发明提供的LTE-A终端反馈系统中双码本差分设计方法，相对于现有技术具有如下优势：

（1）本发明基于信道的时间相关性和空间相关性，根据反馈的信道信息定时的更新码本，旋转后的W₁码本更好的追踪了信道的方向特性，进行缩放后的W₂码本降低了反馈信道信息的量化误差；

（2）本发明是在LTE-A中的双码本设计方案上进一步改进的，因此保证了多用户MIMO系统低反馈开销；

（3）本发明根据反馈量化的信道信息计算预编码矩阵，消除了多用户之间的干扰，提升了多用户MIMO系统的性能，当信噪比较高时性能增益大概在1～2dB左右。

附图说明

图1为本发明的设计方法流程图；

图2为旋转码本的示意图；

图3为收缩码本的示意图；

图4为本发明中双码本的反馈周期均为5ms时，本发明与三种传统方法的通过率对比曲线；

图5为本发明中双码本的反馈周期分别为30ms、5ms时，本发明与三种传统方法的通过率对比曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种LTE-A终端反馈系统中双码本差分设计方法，首先移动终端根据信道主要特性选择两级信道量化码字W₁、W₂（双码本预编码矩阵W＝W₂*W₁），将预编码矩阵指示符（Precoding Matrix Indicator，PMI）反馈回基站侧；然后基站根据反馈的PMI，利用迫零波束赋形方法计算预编码矩阵。由于LTE-A中引入了解调专用参考信号，移动终端不需要知道确切的预编码矩阵即可准确解调数据；接着基站和移动终端根据前后两次选择的PMI，对W₁的码本进行旋转以追踪信道的主要方向，对W₂*W₁的码本进行缩放以减少下次反馈的量化误差。该方法充分利用了信道在时间和空间上的相关性，采用不同策略定时分别更新两级双码本以更好的追踪信道特性，在保证反馈开销不变的同时提高了系统通过率。如图1所示，该双码本设计方法按以下主要步骤进行：

（1）为两级预编码矩阵W₁和W₂分别选取一个基础格来斯曼码本，分别记为码本C1和码本C2，移动终端根据下式对信道矩阵H的协方差矩阵R_tx进行特征值分解，得到信道的主要特征方向v₁：

$R_{\mathrm{tx}}=\frac{1}{\mathrm{MNK}}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{k,n}^{\left(m\right)}\right)}^H{H}_{k,n}^{\left(m\right)}$

R_tx＝VΛV^H

其中是第k个子载波第n个OFDM符号上的信道矩阵，第一层量化码本W₁的量化和反馈周期是第二层量化码本W₂对应操作的M倍；λ_i是R_tx的特征值并且由大到小的顺序排列；其中v_i是相应的特征向量；

得到信道的主要特征方向v₁后，再根据下式在码本C1中为第一层量化码本W₁选择合适的量化码字w₁反馈给发射端：

$w_1=\arg \underset{i\∈N}{\max }\frac{\left|v_1^H{w}_{1,i}\right|}{\left|\right|v_1\left|\right|\left|\right|w_{1,i}\left|\right|},w_{1,i}\∈C_1$

（2）在双码本反馈系统中，用户预编码的计算方法为W＝W₂*W₁；根据下式在已知第一层量化码本W₁的情况下，为第k个用户从码本C2中为第二层量化码本W₂选择对应的量化码字w₂反馈给发射端，码字选择准则如下：

$w_2=\arg \underset{j\∈N}{\max }\left|{\stackrel{\‾}{h}}_k^H{f}_j\right|,f_j=w_{2,j}*w_1,w_{2,j}\∈C_2$

其中h_k是第k个用户的信道矩阵；

（3）在移动终端根据用户选择的码本重构信道矩阵其中是第k个用户的量化信道信息，然后利用迫零波束赋形方法，使得h_iw_k＝0,i≠k，根据下式计算预编码矩阵：

W＝H^H(HH^H)^-1

对W的列向量做归一化后作为第k个用户的预编码向量；

（4）对于第一层量化码本W₁的码本C1，基站和移动终端根据反馈的预编码矩阵量化码字标号分别确定前一时刻和当前时刻的码字w_1,τ-1和w_1,τ，按照下式构造旋转矩阵，其中和代表w_1,τ和w_1,τ-1的零空间：

$\mathrm{\Θ}=\left[\begin{array}{cc}{w}_{1,\mathrm{\σ}}& w_{1,\mathrm{\τ}}^{\⊥}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{w}_{1,\mathrm{\τ}-1}& w_{1,\mathrm{\τ}-1}^{\⊥}\end{array}\right]}^H$

将码本C1中的所有码字乘以旋转矩阵得到新的码本，用于下一时刻第一层量化码本W₁的量化反馈；

（5）对于第二层量化码本W₂的码本C2，基站和移动终端根据反馈的预编码矩阵量化码字标号分别确定前一时刻和当前时刻的量化码字f_τ-1＝w_2,τ-1*w_1,τ-1和f_τ＝w_2,τ*w_1,τ，计算f_τ-1和f_τ的弦距离α，设定基础码本的半径为门限值，当α大于门限值时，保持码本的半径不变，当α小于等于门限值时，对W₂*W₁的码本根据下式进行缩放以及归一化，码本C2的缩放周期为码本C1的更新周期，即当码本C1更新时将第二层量化码本W₂的码本C2重置为初始码本：

$s\left(f\right)=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{1-{\mathrm{\α}}^2(1-{\left|f_1\right|}^2)}{{\left|f_1\right|}^2}}{f}_1\\ \mathrm{\α}{f}_2\\ .\\ .\\ .\\ \mathrm{\α}{f_n}_T\end{array}\right]$

$\hat{s}\left(f\right)=\frac{s\left(f\right)}{\left|\right|s\left(f\right)\left|\right|}$

其中||·||表示对向量取模。

下面结合实例，对本发明作出进一步的说明。

根据3GPP中物理层协议的规定搭建物理层仿真平台，在此平台上仿真测试了本发明给出的双码本设计方法。为了进行性能的对比，还仿真测试了准确信道信息的预编码方法、传统的固定双码本预编码方法以及自适应码本预编码方法。四种方法的仿真参数配置如表1所示：

表1仿真参数表

	本发明方法	准确信道信息	固定码本	自适应码本
					载波频率fc	2GHz	2GHz	2GHz	2GHz
系统带宽	10M	10M	10M	10M
					调制方式	16QAM	16QAM	16QAM	16QAM
资源块	50	50	50	50
					预编码粒度	1	1	1	1
信道模型	EPA5	EPA5	EPA5	EPA5
					信道估计	理想信道信息	理想信道信息	理想信道信息	理想信道信息
接收机	最小均方误差	最小均方误差	最小均方误差	最小均方误差
					用户数	4	4	4	4
天线配置	4*1	4*1	4*1	4*1
					传输方式	频分复用	频分复用	频分复用	频分复用

注：

16QAM：表示四进制的正交幅度调制；

EPA5（Extended Pedestrian A model，EPA）：表示扩展步行者信道模型，多普勒频偏为5Hz。

图1给出了本发明的双码本设计方案的流程图。其中C1代表W₁的码本，C2代表W₂的码本，T_w1是W₁的反馈周期，T_w2是W₂的反馈周期。旋转码本C1主要根据当前和之前时刻反馈的码字计算旋转矩阵，将码本C1中的码字均乘以旋转矩阵得到新的码本，缩放码本C2主要根据当前和之前时刻反馈的码字计算弦距离得到缩放因子，对码本C2进行缩放得到新的码本。

图2（a）是旋转前码本集合的向量表示，图2（b）是旋转后码本集合的向量表示，从图中可以看出旋转码本只是改变了码字的主要波束方向，并没有改变码字间的弦距离。

图3是收缩前后的码本集合的向量表示，可以从图中看出缩放码本仅仅改变了码本的弦距离，而并没有改变码本集合的波束方向。

图4是本发明方法与传统的三种方法的通过率对比曲线，其中双码本W₁、W₂的反馈周期均为5ms。从图中可以看出在低信噪比时，本发明的方法的性能比固定码本与自适应码本的要差，但是当信噪比提高后，本发明的方法明显优于固定码本与自适应码本的性能，当信噪比达到23dB后通过率已经接近于已知信道信息的情况。

图5是本发明方法与传统的三种方法的通过率对比曲线，其中双码本W₁、W₂的反馈周期分别为30ms、5ms。与图4对比，本发明方法在双码本反馈周期拉长的情况下性能下降的要比固定码本的慢。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.LTE-A终端反馈系统中双码本差分设计方法，其特征在于：充分利用信道的时间相关性和空间相关性，根据反馈的预编码矩阵量化码字标号定时更新双码本，实现追踪信道特性，包括如下步骤：

(1)为两级预编码矩阵W₁和W₂分别选取一个基础格来斯曼码本，分别记为码本C1和码本C2，移动终端根据下式对信道矩阵H的协方差矩阵R_tx进行特征值分解，得到信道的主要特征方向v₁：

$R_{tx}=\frac{1}{MNK}\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\Σ}}{\left(H_{k,n}^{\left(m\right)}\right)}^H{H}_{k,n}^{\left(m\right)}$

R_tx＝VΛV^H

其中是第k个子载波第n个OFDM符号上的信道矩阵，第一层量化码本W₁的量化和反馈周期是第二层量化码本W₂对应操作的M倍；λ_i是R_tx的特征值并且由大到小的顺序排列；其中v_i是相应的特征向量；

得到信道的主要特征方向v₁后，再根据下式在码本C1中为第一层量化码本W₁选择合适的量化码字w₁反馈给发射端：

$w_1=\arg \underset{i\∈N}{max}\frac{\left|v_1^H{w}_{1,i}\right|}{\left|\right|v_1\left|\right|\left|\right|w_{1,i}\left|\right|},w_{1,i}\∈C_1$

(2)在双码本反馈系统中，用户预编码的计算方法为W＝W₂*W₁；根据下式在已知第一层量化码本W₁的情况下，为第k个用户从码本C2中为第二层量化码本W₂选择对应的量化码字w₂反馈给发射端，码字选择准则如下：

$w_2=\arg \underset{j\∈N}{max}\left|{\stackrel{\‾}{h}}_k^H{f}_j\right|,f_j=w_{2,j}*w_1,w_{2,j}\∈C_2$

其中h_k是第k个用户的信道矩阵；

(3)在移动终端根据用户选择的码本重构信道矩阵其中是第k个用户的量化信道信息，然后利用迫零波束赋形方法，使得h_iw_k＝0,i≠k，根据下式计算预编码矩阵：

W＝H^H(HH^H)^-1

对W的列向量做归一化后作为第k个用户的预编码向量；

(4)对于第一层量化码本W₁的码本C1，基站和移动终端根据反馈的预编码矩阵量化码字标号分别确定前一时刻和当前时刻的码字w_{1_τ-1}和w_{1_τ}，按照下式构造旋转矩阵，其中和代表w_{1_τ}和w_{1_τ-1}的零空间：

$\mathrm{\Θ}=\left[\begin{array}{cc}{w}_{1\_\mathrm{\τ}}& w_{1\_\mathrm{\τ}}^{\⊥}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{w}_{1\_\mathrm{\τ}-1}& w_{1\_\mathrm{\τ}-1}^{\⊥}\end{array}\right]}^H$

将码本C1中的所有码字乘以旋转矩阵得到新的码本，用于下一时刻第一层量化码本W₁的量化反馈；

(5)对于第二层量化码本W₂的码本C2，基站和移动终端根据反馈的预编码矩阵量化码字标号分别确定前一时刻和当前时刻的量化码字f_τ-1＝w_{2_τ-1}*w_{1_τ-1}和f_τ＝w_{2_τ}*w_{1_τ}，计算f_τ-1和f_τ的弦距离α，设定基础码本的半径为门限值，当α大于门限值时，保持码本的半径不变，当α小于等于门限值时，对W₂*W₁的码本根据下式进行缩放以及归一化，码本C2的缩放周期为码本C1的更新周期，即当码本C1更新时将第二层量化码本W₂的码本C2重置为初始码本：

$s\left(f\right)=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{1-{\mathrm{\α}}^2(1-|f_1{|}^2)}{|f_1{|}^2}}{f}_1\\ {\mathrm{\αf}}_2\\ \begin{array}{c}.\\ .\\ .\end{array}\\ {\mathrm{\αf}}_{N_T}\end{array}\right]$

$\hat{s}\left(f\right)=\frac{s\left(f\right)}{\left|\right|s\left(f\right)\left|\right|}$

其中||·||表示对向量取模。