CN103702496A - 用于电压馈电镇流器的寿命结束保护 - Google Patents

Abstract

本发明的名称为用于电压馈电镇流器的寿命结束保护。一种电照明装置包括电压馈电逆变器，该电压馈电逆变器配置成接收DC电压并产生AC灯电压。将灯负载耦合到AC灯电压，以及此灯负载包括气体放电灯和与该气体放电灯串联耦合的感测电容器。故障的气体放电灯对感测电容器施加DC偏置电压。包括有电压调节器，其配置成接收AC灯电压，生成参考电压并调整逆变器频率以将AC灯电压调节在与参考电压对应的大致恒定的电平。包括有寿命结束保护电路，其配置成接收DC偏置电压并调整参考电压，使得当DC偏置电压的幅度超过预定阈值电压时降低AC灯电压。

Description

用于电压馈电镇流器的寿命结束保护

技术领域

本公开的多个方面一般涉及电照明领域，并且具体来说涉及用于驱动气体放电灯的镇流器电路。

背景技术

气体放电灯属于使电流通过灯内的气体或蒸汽来生成光的电照明或光生成装置的系列。蒸汽中的原子从电流吸收能量并作为光释放所吸收的能量。更广泛使用的气体放电灯的类型之一是办公室建筑和家庭中通常使用的荧光灯。荧光灯包含水银蒸汽，其原子在不可见的低波长紫外线区域中发光。紫外线辐射被置于灯管内部上的荧光物质（phosphor）吸收，促使荧光物质发荧光，由此产生可见光。

荧光灯展现称为负阻的现象，这是增大的电流降低了灯的电阻的一种状况。如果使用简单的电压源来驱动荧光灯，则此负阻特性导致灯的电流快速地增大到将损毁灯的水平的不稳定状况。因此，荧光灯需要由能够控制灯电流的电源进行驱动。虽然使用直流电（DC）来驱动荧光灯是可能的，但是在实践中，典型地使用交流电（AC），因为这使得灯电流更好控制。用于驱动荧光灯的电流控制电路一般称为镇流器电路或“镇流器”。在实践中，术语镇流器通常用于指整个荧光灯驱动电路，而不仅仅指电流限制部分。

经过荧光灯的电流一般通过将阴极放置在灯管的任一端以将电子注入到灯内的蒸汽中来实现。这些阴极构造为灯丝，该灯丝以用于增强电子注入的发射性材料来涂敷。发射混合物典型地包含钡、锶和氧化钙的混合物。通过灯丝的小电流将这些灯丝加热到克服发射性材料的束缚势能的温度，从而允许发生电子的热电子发射。当跨灯两端施加电势时，从涂敷在每个灯丝上的发射性材料解放电子，引起电流流动。在灯在操作中时，以及尤其在灯被点亮时，发射混合物因电子和水银离子的撞击而慢慢地从灯丝溅射出来。发射混合物的损耗速率随灯丝不同而变化。因此，当灯接近其寿命结束时，一个灯丝上的发射混合物将更快速地损耗，并展现降低的电子发射，而另一个灯丝将继续支持正常电子发射。这可能导致流经灯的交流电的轻微整流。在发射混合物损耗之后灯的继续操作可能导致过热，造成玻璃碎裂，使得有害的水银蒸汽逸出。因此，所期望的是检测何时灯接近其寿命结束（EOL），并在可能发生过热之前将其关闭。

目前使用中的许多灯镇流器基于电压馈电拓扑，其中由电压源来驱动最终逆变器（inverter）级。这些电压馈电拓扑能够提供固有的EOL保护功能，这能够防止接近EOL的灯过热，而不使可能由相同镇流器供电的其他非整流灯熄灭。该固有EOL保护拓扑可以具有优势地在并联连接系统中采用来关闭EOL灯，并且继续向非整流（非EOL）灯提供电力，从而有助于可视地识别需要更换的灯或多个灯。然而，当在针对常规灯设计的镇流器中使用节能灯或其他类型的辅助灯时，该固有EOL保护并不提供可靠的效果。这是因为电压馈电镇流器的电压调节器（voltage regulator）典型地设计成将用于驱动灯的高频总线电压保持在恒定电平，而无论镇流器中安装的灯的类型。因此，这些镇流器不能适应具有不同于镇流器的设计电压的灯电压的某些类型的荧光灯，如较新的节能灯。将较新的节能灯（如21瓦或14瓦的灯）安装在此类型的镇流器中可能导致灯接近EOL时的有害状况。

因此，提供一种解决上文指出的问题的至少一些的灯镇流器会是期望的。

发明内容

如本文所描述的，示范实施例克服了本领域中已知的上述或其他缺点中的一个或多个。

本公开的一个方面涉及电照明装置。在一个实施例中，该电照明装置包括电压馈电逆变器，该电压馈电逆变器配置成接收DC电压并产生AC灯电压。将灯负载耦合到AC灯电压，以及此灯负载包括气体放电灯和与该气体放电灯串联耦合的感测电容器。故障的气体放电灯对感测电容器施以DC偏置电压。包括电压调节器，其配置成接收AC灯电压，生成参考电压并调整逆变器频率以将AC灯电压调节在与参考电压对应的大致恒定的电平。包括EOL保护电路，其配置成接收DC偏置电压并调整参考电压使得DC偏置电压的幅度超过预定阈值电压时降低AC灯电压。

这些示范实施例的另一方面涉及一种用于驱动气体放电灯的镇流器电路或组件。在一个实施例中，该镇流器电路包括电压馈电谐振逆变器，该电压馈电谐振逆变器配置成接收DC输入电压并产生高频AC电压。该镇流器电路还具有耦合到逆变器的电压调节器，该电压调节器配置成接收高频AC电压。该电压调节器生成参考电压并调整逆变器频率，以便将高频AC电压保持在与所生成的参考电压对应的大致恒定的电压。将感测电容器与气体放电灯串联耦合。当气体放电灯接近其寿命结束（EOL）时，对感测电容器施以DC偏置电压。还包括EOL保护电路，其接收DC偏置电压，并调整电压调节器生成的参考电压。该EOL保护电路调整参考电压使得当气体放电灯接近其寿命结束时降低高频AC电压。

本公开的又一方面涉及用于驱动一个或多个气体放电灯的方法。在一个实施例中，该方法使用谐振逆变器来将DC电压转换成调节的AC灯电压。将该AC灯电压耦合到一个或多个气体放电灯，以使AC灯电流流经每个气体放电灯。对于故障灯造成的电流不平衡监测AC灯电压，并检测电流不平衡对感测电路赋予的偏置电压。然后确定DC偏置电压的幅度是否超过预定阈值幅度。当DC偏置电压的幅度超过预定阈值幅度时，降低AC灯电压。

结合附图从下文详细描述中示范实施例的这些和其他方面及优点将变得明显。然而，要理解，这些附图仅是出于说明的目的而设计的，不作为本发明限制定义，对于本发明的限制定义应该参考所附权利要求。在下文描述中将阐述，以及从描述中将部分地显见到或可以通过本发明的实践来认识到本发明的其他附加方面和优点。而且，可以通过所附权利要求中具体指出的手段和组合来实现和达到本发明的多个方面和优点。

附图说明

附图图示本公开的当前优选实施例，并结合上文给出的整体描述和下文给出的详细描述，以用于解释本公开的原理。如通篇这些附图所示的，相似的参考数字指代相似或对应的部件。

图1图示并入所公开的实施例的多个方面的电子照明器件的框图，该电子照明器件使用AC至DC逆变器生成高频AC电压来驱动一个或多个气体放电灯。

图2图示并入本公开的多个方面的示范自振荡电压馈电逆变器。

图3图示并入本公开的多个方面的示范电压调节器的示意图。

图4图示并入所公开的实施例的多个方面的示范EOL保护电路的示意图。

图5图示并入本公开的多个方面的示范逆变器控制电路。

图6图示并入本公开的多个方面的用于为气体放电灯提供寿命结束保护的方法的流程图。

具体实施方式

本公开的多个方面针对电照明，更具体地针对结合荧光灯使用时的寿命结束保护的镇流器，并且通过特别地对其参考来予以描述，尽管本文所描述的这些示范镇流器还能够用于其他照明应用和配置，而不局限于前文提到的应用。例如，多种公开的进步可以在单个灯镇流器、串联耦合的多个灯的镇流器等中采用。

参考图1，图示系统10的框图，系统10用于为电子镇流器驱动的气体放电灯提供寿命结束（“EOL”）保护。图示的电子照明装置10使用AC至DC逆变器100以生成高频AC电压A来驱动一个或多个气体放电灯，一般称为灯1-n。逆变器100接收DC电压150，在一个实施例中，逆变器100包括电压馈电谐振逆变器。将DC电压150转换成高频AC电压A以驱动一个或多个气体放电灯，灯1-n。为了气体放电灯的高效操作，期望调节正在施加于灯1-n的高频AC电压。

在图1所示的示范实施例中，电子照明装置包括电压调节器200，电压调节器200监测高频AC电压A并通过控制信号22来操作逆变器100。控制信号22用于改变高频AC电压A以使灯1-n以安全且高效的方式操作。当灯接近其寿命结束时，它可能过热而碎裂，将有害材料释放到大气中。为了防止此情况，包括EOL保护电路300，其配置成当灯接近其寿命结束时降低高频AC电压A。将感测电路110耦合到灯1-n，且将感测电路110配置成当灯1-n中的一个或多个接近其寿命结束时累积偏置电压20。将偏置电压20提供到EOL保护电路300。当EOL保护电路300确定灯1-n中的至少一个发生故障时，它通过降低电压调节器200使用的参考电压24来通知电压调节器200。电压调节器200生成对应的控制信号22，逆变器100使用控制信号22来降低高频AC电压A。

图2图示示范自振荡电压馈电逆变器100的一个实施例。在图2所示的实施例中，逆变器100接收跨正输入轨（positive input rail）152和地轨（ground rail）154两端的DC输入电压150。电压馈电逆变器，如图2所示的示范自振荡电压馈电逆变器100可以具有优势地用于多种类型的镇流器（如立即启动或程序启动镇流器）中。逆变器100包括谐振槽（resonant tank）电路，一般由数字156表示，以及一对受控开关装置Q1和Q2。在图2所示的实施例中，开关装置Q1、Q2是n型金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），尽管在备选实施例中，可以具有优势地采用任何适合的受控开关装置。通过输入和地轨152、154接收DC输入电压150，并且由开关装置Q1和Q2选择性地进行开关，开关装置Q1和Q2串联连接在正输入轨152与地轨154之间。开关装置Q1和Q2的选择性开关操作以在逆变器输出节点158处生成方波，方波又激励谐振槽电路156，从而在节点A1处驱动高频AC电压。逆变器输出节点158处生成的方波的频率在本文中称为逆变器100的操作频率或称为逆变器100的频率。

在图2所示的实施例中，谐振槽电路156包括谐振电感器L1-1和电容器C111和C112，电容器C111和C112串联连接在正输入轨152和地轨154之间。串联耦合的电容器C111、C112之间的中心节点160通过电容器113在节点A1处耦合到图1中的高频AC电压A。由二极管D1和D2形成钳位电路，二极管D1和D2分别个别地与电容C111和C112并联连接。

交替地激活开关装置Q1和Q2以在逆变器输出节点158处提供振幅约为DC输入电压150的一半的方波输出。逆变器输出节点158处的此方波逆变器输出激励谐振槽156以在节点A1处产生高频AC电压A。使用该高频AC电压A来驱动一个或多个灯1-n。如图2所示，与灯1-n的每个对应的第一端201-201n经由串联连接的镇流电容器（分别称为C101至C10n）个别地连接到节点A1。每个灯1-n的第二端202-202n一起连接在节点B处。节点B经由EOL感测电路110耦合到地轨154。在图2所示的实施例中，EOL感测电路110包括感测电容器C110。在备选实施例中，可以使用任何其他适合的感测电路110，其配置成累积指示灯1-n中任一个的寿命结束状况的偏置电压20。如下文将更详细论述的，EOL感测电路110在节点B处提供偏置电压20，偏置电压20指示一个或多个灯1-n的EOL状况。虽然示范逆变器100指示并联连线的灯1-n，但是本领域技术人员将认识到还可以具有优势地采用备选灯配置，如串联连接的灯、单个灯或串联和并联连接的灯的其他组合。

用于操作一对开关装置Q1和Q2的开关控制信号分别由一对栅极驱动电路162、164来提供。栅极或控制线路166和168分别包括电阻R1和R2以便分别向Q1和Q2的控制端提供控制信号。第一栅极驱动电路162耦合在逆变器输出节点158与第一电路节点170之间，并且第二驱动电路164耦合在地轨154与栅极控制线路168之间。第一和第二栅极驱动电路162和164分别包括第一和第二驱动电感器L1-2和L1-3，它们互相磁耦合到谐振槽156的谐振电感器L1-1以在第一和第二驱动电感器L1-2、L1-3中感生电压，该感生的电压与谐振槽156中用于逆变器100的自振荡操作的电流的瞬时变化速率成比例。第一驱动电感器L1-2以与第二驱动电感器L1-3反极性方式磁耦合以将电感器L1-1谐振来提供Q1和Q2的交替开关以在逆变器输出节点158处形成方波。此外，第一和第二栅极驱动电路162、164分别包括第二电感器L2-2和L2-3，其中每个第二电感器L2-2、L2-3经由相应的电容器C1和C2串联连接到相应的第一和第二驱动电感器L1-2、L1-3并且串联到其相应的栅极控制线路166、168。第二电感器L2-2和L2-3磁耦合到位于图3所示的示范电压调节器200中的第三（tertiary）绕组L2-1。第二电感器L2-2、L2-3与第三绕组L2-1之间的这种磁耦合提供图1的控制信号22，如下文将进一步论述的，控制信号22可以由电压调节器200使用来控制逆变器输出节点158处的方波的频率。示范逆变器100设计成具有高于谐振槽156的谐振频率的标称逆变器操作频率，以便逆变器100的操作频率的降低增加了节点A1处的高频AC电压A，并且逆变器100的操作频率的增加降低了节点A1处的高频AC电压A。这允许通过改变第二电感器L2-2、L2-3的电感来控制节点A1处的高频AC电压A。

在操作中，对于周期的前一半，第一和第二栅极驱动电路162、164将开关装置Q1保持在“导通（ON）”状态，并且将开关装置Q2保持在“截止（OFF）”状态。对于周期的后一半，开关装置Q2处于“导通（ON）”状态，并且开关装置Q2处于“截止（OFF）”状态，以在逆变器输出节点158处生成大致方波来激励谐振槽电路156。在一个实施例中，开关装置Q1和Q2的每个的栅源电压通过相应二极管对Z1和Z2以及Z3和Z4形成的双向电压钳位来进行限制，二极管对Z1和Z2以及Z3和Z4在本示例中示出为背靠背齐纳（zener）二极管。如图2所示，第一对齐纳二极管Z1、Z2耦合在开关Q1的源极与栅极控制线路166之间。第二对齐纳二极管Z3、Z4耦合在开关Q2的源极与栅极控制线路168之间。在图示的实施例中，分别由齐纳二极管对Z1、Z2与Z3、Z4形成的个别的双向电压钳位与其相应的第二电感器L2-2和L2-3协作以控制跨谐振槽156两端的电压的基频分量与谐振电感器L1-1的AC电流之间的相位角。

为了启动谐振逆变器100，跨DC输入电压150两端串联连接的电阻器R4和R5与电阻器R6（耦合在逆变器输出节点158与地轨154之间）协作以启动栅极驱动电路162和164的再生（regenerative）操作。如图2所示，栅极驱动电路162、164分别包括与第二电感器L2-2和L2-3串联耦合的电容器C1和C2。当最初将DC输入功率150施加到逆变器100时，从正DC轨152通过流经R4、R5和R6的电流对C1充电，并且电阻器R3分流（shunt）第二驱动电路164中的电容器C2以防止对C2充电。这防止Q1和Q2的并行激活。因为跨C1两端的电压最初为零，所以由于电容器C1充电的相对较长的时间常数，电感器L1-2和L2-2的串联组合起短路的作用。一旦C1充电达到开关装置Q1的栅源电压的阈值电压（例如，在一个实施例中约为2至3伏特），则开关装置Q1打开（turn “ON”），并且小偏置电流流经开关装置Q1。在一个实施例中，此电流使得开关装置Q1偏置以提供足够增益，来允许谐振槽156与第一栅极驱动电路162的组合产生再生动作以启动逆变器100在由电容器C1、电感器L2-2和电感器L1-2构成的串联谐振网络的谐振频率处或其附近的振荡，该谐振频率高于谐振槽156的自然谐振频率。其结果是，在高频节点A1处见到的谐振电压滞后于逆变器100的基频，并且因此逆变器100开始在启动时以线性模式操作，并且一旦建立稳态振荡操作时，转变到开关模式。

在逆变器100的稳态操作中，逆变器输出节点158处的方波电压具有DC输入电压150的约一半的振幅，并且跨C1两端的初始偏置电压下降。由电感L2-2和电容器C1形成的第一串联谐振电路以及由L2-3和电容器C2形成的第二串联谐振网络与高于该第一和第二串联谐振网络的谐振频率的操作频率等效感应（equivalently inductive）。在稳态振荡操作中，这使得第一栅极驱动电路162的相位偏移以允许流经电感器L1-1的电流滞后于逆变器输出节点158处产生的电压的基频，从而有利于逆变器100的稳态软开关。在一个实施例中，由串联连接的钳位二极管D1和D2对逆变器输出节点158处的逆变器100的输出电压进行钳位以限制电容器C111和C112见到的高电压。随着节点158处的逆变器100的输出电压增大，钳位二极管D1、D2开始进行钳位，防止跨电容器C111和C112两端的电压改变极性，并将节点158处的输出电压限制于防止逆变器100的部件热损坏的值。

当灯1-n其中之一接近其寿命结束（本文一般称为寿命结束状态）时，故障灯的灯丝处的发射混合物开始变得损耗。当此情况发生时，来自损耗的灯丝的电子发射少于来自未损耗的灯丝的电子发射，造成流经可操作的灯1-n的正向和反向电流的不平衡。这种不平衡导致灯电流的整流。灯电流的整流在节点B处对感测电路110施加偏置电压20，偏置电压20可以用作EOL信号。

图3图示可用于监测图2的节点A1处的高频AC电压A的示范电压调节器200的一个实施例。电压调节器200可以调整第二电感L2-2和L2-3（位于图2的相应第一和第二栅极驱动电路162和164中）的电感，从而将高频AC电压A维持在大致恒定的值。图3中所示的第三绕组L2-1磁耦合到逆变器100的栅极驱动电路162、164中的第二电感L2-2和L2-3，以便第三绕组L2-1上的负载的改变产生了第二电感L2-2、L2-3所提供的电感中的对应变化。示范电压调节器200进行操作以根据图3所示的节点C处的参考电压将高频AC电压A维持在大致恒定的值。电压调节器200经由电阻器R201感测节点A1处的高频AC电压A，电阻器R201通过电容器C201电容耦合到节点A1。一对二极管D201、D212提供跨R201两端的滤波的AC电压的整流，其通过串联连接的电阻器R212和电容器C141与电阻器R208（该电阻器R208连接在节点250处的整流的电压与电路地252之间）的并联组合进一步滤波，从而在节点250处提供反馈电压以控制开关装置Q201的栅极，在一个实施例中开关装置Q201包括n通道增强MOSFET。开关装置Q201经由四个二极管D214、D215、D216和D217来控制第三绕组L2-1的负载以设置逆变器100的频率，从而实际上增加或减少绕组L2-1上的负载来增大或降低节点A1处的高频AC电压A。齐纳二极管Z230用于相对于电路节点252钳位Q201的漏极处的电压。提供偏置电压Vbias以由另一齐纳二极管Z222经由电阻器R236在节点C处生成参考电压24，其将Q201的源极钳位于节点C处的参考电压。电容器C211稳定节点C处的参考电压24并且提供滤波。电阻器R234和电容器C212串联连接在栅极控制线路250和Q201的漏极之间并建立用于电压调节器200的操作的负反馈控制。节点A1处更高的总线电压将引起Q201增加L2-1上的负载，从而将逆变器频率增加到节点A1处的较低的AC总线电压A。节点A1处的高频AC电压A将维持在大致恒定的值。

在图2图示的逆变器100中，随着操作频率降低，高频AC电压A的电压增大，并且反之亦然。再者，逆变器100的操作频率随着第三绕组L2-1的负载减少而减少。由此，电压调节器200增加或减少第三绕组L2-1上的负载以分别降低或提高高频AC电压A处产生的电压。通过此动作，图3的示范电压调节器200将节点A处的高频AC电压A维持在与节点C处的参考电压24对应的大致恒定的值。

当图2的灯1-n的一个或多个接近寿命结束时，将有施加在感测电容器C110上的正或负DC偏置电压20。此偏置电压20可以被检测到并用作EOL信号。使用EOL保护电路，如图4所示以及下文详细描述的示范EOL保护电路300，可以使用EOL信号以将图3中节点C处的参考电压24降低到更低电平或零。

当降低节点C处的参考电压24时，节点A处的高频AC电压也将被电压调节器200如上文所述地减小，这将减少通过接近寿命结束的灯1-n的电流或将其熄灭。这可以防止接近寿命结束的灯的过热，并维持对其余灯的足够电力以将它们保持在点亮状态。降低参考电压24可以通过多种方式来实现。在一个实施例中，使用EOL保护电路300，如图4所示，来将图3的节点C耦合到电路地252。EOL保护电路300配置成当检测到电容器C110上的EOL信号（即非零DC偏置电压）时传导电流，从而降低节点C处的参考电压24，这又降低节点A1处的高频AC电压A。

图4图示可用于降低由电压调节器200使用来调节节点A1处的高频AC电压A的节点C处的参考电压24的示范EOL保护电路300的一个实施例。在此实施例中，EOL保护电路300的输出节点320电耦合到电压调节器200的节点C处的参考电压24。图2所示的节点B电耦合到图4的节点B，并且EOL保护电路300在节点B处接收EOL信号。在一个实施例中，EOL保护电路300使用由串联连接的电阻器R304和电容器C304形成的滤波器网络以从节点B处的EOL信号中移除AC分量，如上文论述的，EOL信号从接近其EOL的灯1-n其中之一施加于感测电路110上的DC偏置电压20导出。在位于串联连接的电阻器R304和电容器C304之间的中心电路节点310处产生滤波的EOL信号。EOL保护电路300包括两个互补开关电路S301、S302。第一开关网络S301由二极管D301、齐纳二极管Z301、电阻器R301和开关装置或晶体管Q301形成。第二开关网络S302由二极管D302、齐纳二极管Z302、电阻器R302和开关装置或晶体管Q302形成。当灯1-n接近其寿命结束时，它将对感测电路100施加包含正DC电压或负DC电压的EOL信号，这取决于哪个灯丝首先开始故障。当节点310处滤波的EOL信号是负电压时，第一开关电路S301操作，并且D302防止电流从第二开关电路S302流入。

在示范EOL保护电路300的一个实施例中，开关电路S301和S302的每个中的开关装置或晶体管Q301和Q302包括双极结型晶体管（BJT）。在备选实施例中，可以采用包括双极结型晶体管以外的任何其他适合类型的开关装置，例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。使用齐纳二极管Z301设置用于检测EOL状况的阈值电压。一旦节点310处滤波的EOL信号超过齐纳二极管Z301的击穿电压，则呈现EOL状况，并且电流开始流经电阻器R301，从而对开关装置Q301施加基极至发射极电压，导致降低图3的节点C处的参考电压24的电流经开关装置Q301传导，其在输出节点320处耦合到输出节点C。

相似地，当节点310处滤波的EOL信号是正电压时，二极管D301防止电流从第一开关电路S301流入，并且齐纳二极管Z302设置第二开关电路S302中的阈值电压。一旦节点310处滤波的EOL信号的电压超过齐纳二极管Z302的击穿电压，则第二开关装置Q302开始导通，降低图3的节点C处的参考电压24，其耦合到图4的输出节点320。由此，只要节点310处滤波的EOL信号的幅度按正方向或负方向超过预定阈值电压，则示范EOL保护电路300将降低参考电压24。EOL保护电路300具有能够容易地微型化的优点，这意味着能够将其设置得比其他EOL保护方案更小和成本更低。

在上面的实施例中，EOL保护电路300使其输出节点320耦合到电压调节器200的节点C处的参考电压，并且只要在节点B处检测到EOL状况，则使用EOL保护电路300来降低参考电压24。备选地，EOL保护电路300可用于在节点B处检测到EOL状况时，降低示范电压调节器200的其他节点处的电压以实现降低节点A1处的高频AC电压A的类似效果。例如，通过将EOL保护电路300的输出节点320耦合到齐纳二极管Z230的阴极，或将EOL保护电路300的输出节点320耦合到图3所示的示范电压调节器200的偏置电压输入节点Vbias，可以促使电压调节器200将节点A1处的高频AC电压A调节在较低电平处。

在某些实施例中，当检测到EOL状况时，关闭逆变器100是具有优势的。当关闭逆变器时，停止其开关动作，并且将输出电压（即节点A1处的高频AC电压A）降低到约零伏特。现在将图示用于关闭逆变器100的技术的示范实施例。在一个实施例中，可以在检测到EOL状况时，通过例如通过将图4中的EOL保护电路300的输出节点320耦合到第一栅极驱动电路162的节点170来关闭逆变器100，其中第一栅极驱动电路162耦合到图2所示的逆变器100的开关装置Q2。在此配置中，当图4的EOL保护电路300在节点B处检测到EOL状况时，EOL保护电路300将开关装置Q2的栅极处的电压拉到地，从而停止逆变器100的振荡，并将逆变器100关闭。

在自振荡电压馈电逆变器，如图2所示的逆变器100中，可以使用磁耦合的电压调节器（如图3所示的电压调节器200）来根据节点C处的参考电压24将节点A1处的高频AC电压A调节在大致恒定的电平。备选地，在其他电压馈电谐振逆变器拓扑中，可以使用集成电路（如图5所示的集成电路400）来调节节点A1处的高频AC电压A。在本实施例中，集成电路（IC）控制器410接收节点402处的操作电压（如公共集电极电压VCC），并提供可以直接耦合到（图2所示的逆变器100的）开关装置Q1和Q2的栅极端（替代第一和第二栅极驱动电路162、164）的栅极驱动信号406、408。将集成电路控制器410的节点412耦合到地。通过将EOL保护电路300的输出节点320耦合到集成电路410的公共集电极供应电压输入402，可以在检测到EOL状况时关闭逆变器100。

图6图示用于在气体放电灯的镇流器中提供寿命结束保护的示范方法500的流程图。在一个实施例中，使用电压馈电谐振逆变器将DC电压转换504成AC灯电压。在某些实施例中，可以使用电压馈电自振荡逆变器（如图2所示的逆变器100）接收DC电压150，并产生高频AC电压。将一个或多个气体放电灯耦合到AC灯电压，并经由灯驱动灯电流，以便将每个灯维持在正常操作状态。将感测电路（如图2的感测电路110）与灯电流串联耦合，并使用该感测电路来对于不平衡监测灯电流508。当气体放电灯（如荧光灯）正常操作时，AC灯电压的两个半周期期间流过的电流几乎相同。当灯接近其寿命结束时，它开始将灯电流整流，并且在一个方向上流过的电流小于另一方向上流过的电流。

在一个实施例中，检测到510整流的灯电流施加在串联连接的感测电路110上的偏置电压Vbias。取决于哪个灯丝首先开始损耗，该偏置电压Vbias可能具有正或负极性。在任一种情况下，可以将偏置电压Vbias的正或负幅度与预定阈值电压比较512以确定任何气体放电灯中的任一个上是否存在EOL状况。在图6的示范实施例中，将偏置电压|Vbias|的幅度的绝对值与预定阈值比较512。在一些实施例中，可以使用一对互补开关装置（如图4所示的示范EOL保护电路300中的一对开关装置Q301、Q302）来执行比较512。在此示例中，当偏置电压Vbias是正电压时，激活一个开关装置Q302，并且在偏置电压Vbias是负电压时，激活第二开关装置Q301。在示范EOL保护电路300中，由齐纳二极管Z301和Z302与开关装置Q301、Q302组合来进行比较512。当施加于EOL保护电路300的节点B的偏置电压Vbias超过相应齐纳二极管Z301、Z302的击穿电压时，相应的齐纳二极管Z301、Z302开始导通。

如果比较512指示偏置电压Vbias的绝对值|Vbias|不大于或低于513预定阈值电压，则不存在EOL状况，并施加514正常操作AC灯电压。如果比较512指示绝对值|Vbias|高于或大于515预定阈值，则确定气体放电灯上存在EOL状况，并将操作AC灯电压降低或减少516到将保护故障灯免于损坏的电平。选择降低的AC灯电压电平的电平或幅度，使得如果这些灯的任一个已替换成较低电压的高能效灯，则也将保护它们免于损坏。

由此，虽然示出、描述和指出应用于其示范实施例的本发明的基本创新特征，但是将理解，本领域技术人员在不背离本发明精神和范围的前提下可以进行图示装置的形式和细节以及其操作上的多种省略和替代和更改。而且，以基本相同的方式执行基本相同的功能以实现相同的效果的这些元件的任何组合预计明确地落在本发明的范围内。而且，应该认识到，作为设计选择的整体内容，可以将结合本发明的任何公开形式或实施例示出和/或描述的结构和/或元件并入任何其他公开或描述或提出的形式或实施例中。因此，本发明仅由此处所附权利要求的范围的指示来限制。

Claims (20)

1. 一种电照明装置，所述装置包括：

逆变器电路，配置成将DC电压转换成AC灯电压；

灯负载，耦合到所述AC灯电压，所述灯负载包括气体放电灯和感测电路，所述感测电路与所述气体放电灯串联耦合，并且配置成检测处于寿命结束状态的气体放电灯所生成的DC偏置电压；

电压调节器，耦合到所述AC灯电压并配置成生成参考电压，所述参考电压用于将所述逆变器的频率维持在大致恒定的水平；以及

寿命结束保护电路，耦合到所述感测电路并配置成当所述DC偏置电压的幅度超过预定阈值电压时降低所述参考电压。

2. 如权利要求1所述的电照明装置，其中所述气体放电灯包括并联连接的多个气体放电灯。

3. 如权利要求1所述的电照明装置，其中所述气体放电灯包括串联连接的多个气体放电灯。

4. 如权利要求1所述的电照明装置，其中所述逆变器是自振荡谐振逆变器，包括第一和第二栅极驱动电路，以及其中所述电压调节器磁耦合到所述第一和第二栅极驱动电路中的每个。

5. 如权利要求1所述的电照明装置，其中所述寿命结束保护电路包括第一和第二开关电路，所述第一开关电路配置成当所述DC偏置电压包括正DC电压时降低所述参考电压。

6. 如权利要求5所述的电照明装置，所述第二开关电路配置成当所述DC偏置电压包括负DC电压时降低所述参考电压，其中所述参考电压的降低减小所述AC灯电压。

7. 一种用于驱动气体放电灯的镇流器组件，所述镇流器组件包括：

逆变器，配置成将DC电压转换成高频AC灯电压以驱动所述气体放电灯；

电压调节器，耦合到所述逆变器并配置成生成参考电压，所述电压调节器配置成调整所述逆变器的频率以将所述高频AC灯电压维持在基本恒定的电压；

寿命结束感测电路，与所述气体放电灯串联耦合，所述寿命结束感测电路配置成检测当所述气体放电灯处于寿命结束状态时由所述气体放电灯生成的DC偏置电压；以及

寿命结束保护电路，配置成检测所述DC偏置电压，并在所述气体放电灯处于寿命结束状态时降低所述高频AC灯电压。

8. 如权利要求7所述的镇流器电路，其中所述逆变器是电压馈电自振荡谐振逆变器，所述逆变器包括第一和第二栅极驱动电路，以及其中所述电压调节器磁耦合到所述第一和第二栅极驱动电路中的每个。

9. 如权利要求8所述的镇流器，其中所述寿命结束保护电路配置成在所述偏置电压的幅度超过预定阈值电压时调整所述参考电压。

10. 如权利要求9所述的镇流器，其中所述寿命结束保护电路包括第一和第二开关电路，所述第一开关电路配置成在所述DC偏置电压包括正DC电压时降低所述参考电压。

11. 如权利要求10所述的镇流器，所述第二开关电路配置成在所述DC偏置电压包括负DC电压时降低所述参考电压，其中所述参考电压的降低减小所述AC灯电压。

12. 如权利要求10所述的镇流器电路，其中所述第一和第二开关电路的每个包括双极结型晶体管和场效应晶体管的至少其中之一。

13. 如权利要求10所述的镇流器电路，其中在两个串联连接的齐纳二极管之间的中心节点处生成所述参考电压，以及其中所述寿命结束保护电路耦合到所述中心节点。

14. 如权利要求10所述的镇流器电路，其中在第一和第二串联连接的齐纳二极管之间的中心节点处生成所述参考电压，以及其中所述寿命结束保护电路耦合到所述第二齐纳二极管的阴极，以及其中所述第一齐纳二极管的阳极耦合到电路地。

15. 如权利要求7所述的镇流器电路，其中所述气体放电灯包括多个气体放电灯并且所述多个气体放电灯并联连接。

16. 如权利要求7所述的镇流器电路，其中所述气体放电灯包括多个气体放电灯并且所述多个气体放电灯串联连接。

17. 如权利要求8所述的镇流器电路，其中所述电压馈电自振荡谐振逆变器包括第一和第二开关装置，以及其中所述寿命结束保护电路耦合到所述第二开关装置，以便在所述DC偏置电压的幅度超过预定阈值电压时，所述寿命结束保护电路关闭所述逆变器。

18. 如权利要求7所述的镇流器电路，其中所述电压馈电逆变器包括集成电路，所述集成电路配置成接收操作电压并操作所述逆变器，以及其中所述寿命结束保护电路配置成降低所述操作电压以使所述逆变器关闭。

19. 一种使用谐振逆变器来将DC电压转换成调节的AC灯电压的用于驱动一个或多个气体放电灯的方法，所述方法包括：

将DC电压转换成调节的AC灯电压；

以所述AC灯电压驱动所述一个或多个气体放电灯，以使AC灯电流流经所述一个或多个气体放电灯中的每个；

对于由故障灯造成的不平衡监测所述AC灯电流；

检测由所述电流不平衡施加于感测电路上的偏置电压；

确定所述偏置电压的幅度是否超过预定阈值；以及

当所述DC偏置电压的幅度超过所述预定阈值时，降低所述AC灯电压。

20. 如权利要求19所述的方法，其中确定所述偏置电压的幅度是否超过所述预定阈值包括：使用配置成在所述偏置电压包含正电压时导通的第一开关装置和配置成在所述偏置电压为负电压时导通的第二开关装置。

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