CN103647632B - 补偿数据信号的频差的方法和设备 - Google Patents

Abstract

提供了一种补偿数据信号的频差的方法和设备。所述方法包括：对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号；将所述数据信号滑动半个码元周期，并且对滑动后的数据信号使用同样的均衡系数进行所述自适应均衡，以产生第二信号；使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差；以及对所述第一信号补偿所估计的频差。通过所述方法和设备，可以估计和补偿数据信号的频差以进行载波恢复，虽然仍存在频差的歧义解，但歧义解与正确解相差码元速率的整数倍，故所估计的频差的歧义解不会影响该载波恢复以及随后的数据恢复的正确性。

Description

补偿数据信号的频差的方法和设备

技术领域

本发明涉及光通信领域，并且具体涉及一种在接收机中补偿数据信号的频差的方法和设备。

背景技术

随着光通信技术的发展，提出了相干光通信。相干光通信具有频率选择性好、频谱效率高等优点，因而可以提高通信容量。此外，在相干光通信中，色散与偏振模色散对信号的损伤都为线性损伤，此时通信信道可建模为线性时不变系统，通过适度复杂的数字信号处理（DSP）技术就可以补偿线性损伤。因此，相干光通信系统正在成为研究热点。

随着电子技术的进步，数字信号处理的成本大为降低。新一代的相干光通信系统普遍引入DSP技术。在相干光通信接收机中，在使用本征光载波解调信号光后,使用模数转换器(ADC)对所得到的电信号采样，然后对采样信号进行数字信号处理。该数字信号处理通常包括：色散补偿→时钟恢复→自适应均衡（进行偏振解复用与偏振模色散补偿）→载波恢复（进行频差估计与补偿）→载波恢复（进行相位噪声估计与补偿）→码元判决→解码。

在目前的相干光通信接收机中，在对信号进行了自适应均衡后，已经完成了残余色散补偿与偏振解复用，由此得到的信号为在发射机中产生的调制数据与频差因子及相差因子之积，所述频差因子是由发射机中的发送激光器和接收机中的本地激光器之间的频差（即，发射机和接收机之间的载波频差）决定的，所述相差因子是由所述发送激光器与本地激光器之间的初始相位差以及相位噪声决定的。具体地，假设在发射机中使用的调制方式是M-PSK调制，则在接收机中，在进行了自适应均衡之后获得的均衡后的信号可表示为：

$E_{\mathrm{out}}\left(i\right)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{X_i}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\πi\ΔfT}+\mathrm{\θ})---\left(1\right)$

其中M为调制阶数，X_i为在所述调制数据的第i个码元（i为码元序号，且为正整数），X_i＝0,1,…，M-1,T为码元周期，T=1/b，b为调制数据的码元速率，Δf为所述频差，θ为所述相差，R为该信号的幅度，E_out(i)表示该均衡后的信号中与第i个码元对应的分量。为了确定所述调制数据X_i，需要准确地估计和补偿所述频差和相差。

已经提出了多种在进行载波恢复时估计和补偿频差的方法，例如训练序列法和盲估计法。

训练序列法使用已知的训练序列来确定频差。然而，由于需要发送训练序列来确定频差，因此训练序列法显著降低了有效的数据传送速率。此外，在训练序列法中，需要先用同步的方法找到数据帧头，这导致通信系统的复杂性增加。

盲估计法不需要使用事先已知的数据。目前普遍采用的盲估计法为M次乘方法。具体地，对于频差，由于调制数据X_i满足

${\left[\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{X_i}{M}\right)\right]}^M=\exp \left(j2\mathrm{\π}{X}_i\right)=1---\left(2\right)$

因此可以通过对上式（1）进行M次乘方来消去调制数据X_i。即，可以计算连续的两个信号E_out(i+1)和E_out(i)的M次乘方并且将其相除：

E_out(i+1)^M/E_out(i)^M=exp(j2πMΔfT) (3)

此时，Δf与Δf+N_fb/M都为式(3)的解，其中N_f为整数，即，频差Δf存在歧义解而不能被唯一地确定。在进行频差补偿时，可以将E_out(i)乘以exp(-j2πiΔfT)。此时，如果N_f不是M的整数倍，则exp(-j2πiΔfT)≠exp[-j2πi(Δf+N_fb/M)T]，导致使用Δf和Δf+N_fb/M进行频差补偿将产生不同的补偿结果，即，如果没有选择频差的正确的解，后续的数据恢复将出现错误。为了解决这一问题，在盲估计法中，通常令N_f为0，并且假设实际频差在的范围内。这意味着需要将发射机和接收机之间的频差控制在的范围（即，频差容忍范围）内。然而，在相干光通信系统的某些应用场景中，例如在无中继超长跨距系统（用于沙漠地区）中，为了减少信噪比要求并降低成本，码元速率很低，一般为2G以下。以QPSK(M=4)调制方式为例，如果使用盲估计法，则需要将发射机和接收机之间的频差控制在之间。然而，常用的商用激光器的频漂特性难以满足该要求。

因此，需要一种可以在接收机中使用的补偿所述频差（即，发射机中使用的载波与接收机使用的本地载波之间的频差）的方法和设备，其能够估计和补偿数据信号的频差以用于载波恢复，其取值范围大于传统的基于M次乘方的盲估计方法，即使仍然存在频差的歧义解，但其与正确解相差码元速率的整数倍，故所估计的频差的歧义解也不会影响该载波恢复以及随后的数据恢复的正确性。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种补偿数据信号的频差的方法和设备，其能够估计和补偿数据信号的频差以进行载波恢复，并且即使仍然存在频差的歧义解，因为其与正确解相差码元速率的整数倍，所估计的频差的歧义解也不会影响该载波恢复以及随后的数据恢复的正确性。

根据本发明的一个方面，提供了一种补偿数据信号的频差的方法，包括：对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号；将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡，以产生第二信号；使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差；以及对所述第一信号补偿所估计的频差。

根据本发明的另一方面，提供了一种补偿数据信号的频差的方法，包括：对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号；利用所述第一信号估计所述数据信号的第一频差；将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡以产生第二信号；使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的第二频差；基于所述第一频差和所述第二频差计算所述数据信号的第三频差；对所述第一信号补偿所述第三频差，其中，第一频差的取值范围为T为所述数据信号的码元周期，M为所述数据信号的调制阶数，第二频差的取值范围大于第一频差的取值范围。

根据本发明的另一方面，提供了一种补偿数据信号的频差的设备，包括：自适应均衡器，被配置为对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号，以及将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡，以产生第二信号；频差补偿器，被配置为使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差，并且对所述第一信号补偿所估计的频差。

根据本发明的另一方面，提供了一种补偿数据信号的频差的设备，包括：自适应均衡器，被配置为对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一均衡信号，以及将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡以产生第二均衡信号；频差补偿器，被配置为利用所述第一均衡信号估计所述数据信号的第一频差，使用第一均衡信号和第二均衡信号估计所述数据信号的第二频差，基于所述第一频差和所述第二频差计算所述数据信号的第三频差，并且对所述第一均衡信号补偿所述第三频差，其中，第一频差的取值范围为T为所述数据信号的码元周期，M为所述数据信号的调制阶数，第二频差的取值范围大于第一频差的取值范围。

通过根据本发明上述方面的方法和设备，可以估计和补偿数据信号的频差以进行载波恢复,其中，所估计的频差的取值范围扩大到±b，这样，即使所估计的频差不是发射机与接收机之间的真实频差，而是真实频差的歧义解，因其与正确解相差码元速率的整数倍，也可以正确地进行载波恢复，从而避免所估计的频差的歧义解影响该载波恢复以及随后的数据恢复的正确性。

附图说明

通过结合附图对本发明的实施例进行详细描述，本发明的上述和其它目的、特征、优点将会变得更加清楚，其中：

图1示意性地示出在其中应用本发明的实施例的单载波相干光通信系统的框图；

图2A和图2B示意性地示出了在QPSK的示例中从自适应均衡器输出的均衡后的信号在复平面内的分布图；

图3示出了根据本发明第一实施例的补偿数据信号的频差的方法的流程图。

图4示出了根据本发明第二实施例的补偿数据信号的频差的方法的流程图。

具体实施方式

下面将参照附图来描述本发明的实施例。在附图中，相同的参考标号自始至终表示相同的元件。

首先，参照图1来描述在其中应用本发明的实施例的单载波相干光通信系统。

如图1所示，该单载波相干光通信系统可以包括发射机10、光纤链路20和接收机30。

发射机10对要发送的数据进行编码、调制等一系列处理，并且将调制数据上变频为光信号。该光信号经由光纤链路20被发送到接收机30。例如，发射机可以对要发送的数据进行M-PSK调制。

接收机30接收该光信号，并且从该光信号恢复在发射机10中发送的数据。接收机30可以包括预处理设备31、频差补偿设备32和后处理设备33。频差补偿设备32可以包括自适应均衡器321和频差补偿器322。

预处理器31可以将接收机30接收的光信号转换为电域的数据信号，并且将其输出到频差补偿设备32。例如，预处理器31可以包括相干光接收器311、采样器312、色散补偿器313和时钟恢复器314。

相干光接收器311可以是双偏振相干光接收器，其可以利用本地光载波将所述光信号解调为电信号。所述电信号可以包括与该光信号的第一偏振态（以下称为x偏振）对应的分量（以下称为x偏振电信号）和与该光信号的第二偏振态（以下称为y偏振）对应的分量（以下称为y偏振电信号）。

采样器312可以分别对x偏振电信号和y偏振电信号进行过采样，从而产生x偏振过采样信号和y偏振过采样信号。与传统的采样相比，该过采样可以更好地补偿信道损伤，并且便于在后续处理中使用插值算法。为了简化数字处理算法，采样器312可以进行整数倍过采样，例如2倍过采样、4倍过采样等。在本发明的实施例中，采样器312可以进行2倍过采样，使得在不增大设备成本的同时取得良好的效果。相应地，所述过采样信号的码元速率是输入的电信号的码元速率（即，实际码元速率）的2倍，并且其码元周期是该电信号的码元周期（实际码元周期）的一半。

色散补偿器313可以对采样器312输出的过采样信号进行色散补偿。时钟恢复器314可以分别对进行了色散补偿的过采样信号进行时钟恢复，并且将所产生的数据信号输入到频差补偿设备32。该数据信号可以包括与x偏振对应的分量（以下称为x偏振数据信号）和与y偏振对应的分量（以下称为y偏振数据信号）。色散补偿器313和时钟恢复器314可以按照本领域公知的方式进行各自的操作，在这里省略其详细描述。

频差补偿设备32可以对预处理设备31输出的数据信号进行频差补偿，并且将频差补偿后的数据信号输出到后处理设备33。稍后将详细描述该频差补偿设备32。

后处理设备33对频差补偿后的数据信号进行处理，以便恢复在发射机中发送的数据。例如，后处理设备33可以包括相差补偿器331、码元判决器332和解码器333。相差补偿器331可以对频差补偿后的数据信号进行相差估计和补偿。码元判决器332可以对相差补偿后的数据信号进行码元判决，以获得判决数据。解码装置333可以对所述判决数据进行差分解码，从而恢复在发射机中发送的数据。相差补偿器331、码元判决器332和解码器333可以按照本领域公知的方式进行各自的上述操作，在这里省略其详细描述。

下面，将详细描述根据本发明第一实施例的频差补偿设备32。如上所述，该频差补偿设备32可以包括自适应均衡器321和频差补偿器322。

自适应均衡器321可以对预处理设备31输出的数据信号进行自适应均衡，从而获得第一信号（均衡后的信号）。。如下所述，第一信号是数据最佳采样点信号。具体地，自适应均衡器321可以对x偏振数据信号进行自适应均衡，以产生第一x偏振信号，并且对y偏振数据信号进行自适应均衡，以产生第一y偏振信号。第一信号可以包括所述第一x偏振信号和第一y偏振信号。第一信号的各个分量对应于所述数据信号的各个码元。如本领域公知的，在进行自适应均衡期间，自适应均衡器的系数将通过恒定模（CMA）算法而从初始值逐渐更新并且最终收敛至正确的值。从自适应均衡器321输出的第一信号的码元速率是采样器312输出的过采样信号的码元速率的一半，即实际码元速率。

在这里，将x偏振数据信号表示为Ein^x，将y偏振数据信号表示为Ein^y，并且假设自适应均衡器的级数为2L-1，则第一信号（表示为E_out）中的x偏振信号（表示为E_out ^x）和y偏振信号（表示为E_out ^y）可以表示为：

${E_{\mathrm{out}}}^x\left(2n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{xx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^x(2n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{xy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^y(2n-l)\right]---\left(4\right)$

${E_{\mathrm{out}}}^y\left(2n\right)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{yx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^x(2n-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{yy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^y(2n-l)\right]---\left(5\right)$

其中，n为码元序号（即，x偏振数据信号和y偏振数据信号携带的调制数据中的码元的序号），F^xx、F^xy、F^yx和F^yy为自适应均衡器的系数。由于之前进行了2倍过采样，因此E_out ^x(2n)和E_out ^y(2n)分别表示第n个码元的眼图正中采样值，即，数据最佳采样点信号，它们分别为第一x偏振信号和第一y偏振信号中与第n个码元对应的分量（第一分量）。

在这里，假设在CMA算法中使用的恒定模为R，并且在发射机中使用的调制方式是M-PSK调制，则相对于上式（1），在进行2倍过采样的情况下，上式（4）和（5）表示的x偏振信号E_out ^x和y偏振信号E_out ^y中与第n码元对应的分量也可以写为：

${E_{\mathrm{out}}}^x\left(2n\right)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{{X_n}^x}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\π}\left(2n\right)\mathrm{\Δf}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{\θ})---\left(6\right)$

${E_{\mathrm{out}}}^y\left(2n\right)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{{X_n}^y}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\π}\left(2n\right)\mathrm{\Δf}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{\θ})---\left(7\right)$

其中，M为调制阶数，X_n ^x和X_n ^y分别表示x偏振数据信号和y偏振数据信号携带的调制数据中的第n码元,T为所述实际码元周期，T=1/b，b为实际码元速率，Δf为所述频差，θ为相差。

类似地，在进行了2倍过采样的情况下，可以将第一x偏振信号E_out ^x和第一y偏振信号E_out ^y中分别与第n+1码元对应的分量写为：

${E_{\mathrm{out}}}^x(2n+2)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{{X_n}^x}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\π}(2n+2)\mathrm{\Δf}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{\θ})---\left(8\right)$

${E_{\mathrm{out}}}^y(2n+2)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{{X_n}^y}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\π}(2n+2)\mathrm{\Δf}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{\θ})---\left(9\right)$

在M=4，即在发射机中对要发送的数据进行了QPSK调制的情况下，自适应均衡器输出的第一x偏振信号或第一y偏振信号在复平面内的分布如图2A所示。可以看到，由于在所述均衡后的信号中存在频差，因此，所述均衡后的信号在复平面内并没有表现为4个星座，而是表现为环形。

此外，自适应均衡器321还可以将预处理设备31输出的数据信号滑动半个码元周期（即，一个采样周期，这相当于对在两个码元之间转换的时刻进行采样)，并且对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡，以产生第二信号（均衡后的信号）。如下所述，第二信号是数据转换点信号。具体地，可以将x偏振数据信号滑动半个码元周期，然后对其进行所述自适应均衡，以产生第二x偏振信号，并且可以将y偏振数据信号滑动半个码元周期，然后对其进行所述自适应均衡，以产生第二y偏振信号。第二信号包括所述第二x偏振信号和第二y偏振信号。第二信号的各个分量分别对应于所述数据信号中两个码元之间的转换点。在进行该自适应均衡时，自适应均衡器的均衡系数与在产生第一信号时的均衡系数相同。

可以将第二x偏振信号（仍可表示为E_out ^x）和第二y偏振信号（仍可表示为E_out ^y）表示为：

${E_{\mathrm{out}}}^x(2n+1)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{xx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^x(2n+1-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{xy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^y(2n+1-l)\right]---\left(10\right)$

${E_{\mathrm{out}}}^y(2n+1)=\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{yx}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^x(2n+1-l)\right]+\underset{l=-L+1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}^{\mathrm{yy}}\left(l\right)\left[{\mathrm{Ein}}^y(2n+1-l)\right]---\left(11\right)$

其中，E_out ^x(2n+1)和E_out ^y(2n+1)分别为第二x偏振信号和第二y偏振信号中与第n码元和第n+1码元之间的转换点对应的分量。与上式（6）和（7）相似，当滑动前后数据码元没有发生变化时，上式（10）和（11）表示的第二x偏振信号E_out ^x和第二y偏振信号E_out ^y中与第n码元和第n+1码元之间的转换点对应的分量（即，数据转换点信号）也可以写为：

${E_{\mathrm{out}}}^x(2n+1)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{{X_n}^x}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\π}(2n+1)\mathrm{\Δf}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{\θ})---\left(12\right)$

${E_{\mathrm{out}}}^y(2n+1)=R\·\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{{X_n}^y}{M}\right)\exp (j2\mathrm{\π}(2n+1)\mathrm{\Δf}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{\θ})---\left(13\right)$

在QPSK的情况下，第二x偏振信号或第二y偏振信号在复平面内的分布如图2B所示。可以看到，在第二信号的分布图中，存在外部圆环、中间圆环和内部圆三个部分。外部圆环对应于均衡后的信号中的前后数据码元没有发生变化的情况，中间圆环对应于均衡后的信号中的前后数据码元相位差为±π/2的情况，内部圆对应于均衡后的信号中的前后数据码元相位差为±π的情况。因此，可以使用外部圆环的数据，从第一信号中消除调制的影响，从而估计和补偿频差。

频差补偿器322可以基于上述原理来估计和补偿所述频差。具体地，频差补偿器322接收所述第一信号和第二信号，并且使用该第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差。在这里，尽管第一信号包括两个分量（即第一x偏振信号和第二x偏振信号），并且第二信号包括两个分量（即，第二x偏振信号和第二y偏振信号），但是频差补偿器322可以使用每个信号中与相同偏振态对应的一个分量来估计所述频差。在这里，作为示例，假设频差补偿器322使用第一x偏振信号和第二x偏振信号，来估计所述频差，但是，应当认识到，下面描述的频差估计方法同样适用于使用第一和第二y偏振信号来估计频差的情况。

首先，频差补偿器322可以将第二x偏振信号的各个分量（数据）与预定阈值进行比较。所述预定阈值可以是第一信号的幅度，即上述R。如果第二x偏振信号的分量小于R，则丢弃该分量，反之则保留该分量。

然后，对于第一x偏振信号以及第二x偏振信号的剩余分量，频差补偿器322可以计算下式（14）以便消除均衡后的信号中与调制数据有关的项：

E_out ^x(2n+2)E_out ^x*(2n+1)+E_out ^x(2n+1)E_out ^x*(2n) (14)

其中*为共轭运算符。通过将上式(6)-(9)、(12)和(13)代入式(14)，可以获得

${E_{\mathrm{out}}}^x(2n+2){{E_{\mathrm{out}}}^x}^{*}(2n+1)+{E_{\mathrm{out}}}^x(2n+1){{E_{\mathrm{out}}}^x}^{*}\left(2n\right)=2R^2\exp \left[\frac{j2\mathrm{\π\ΔfT}}{2}\right]---\left(15\right)$

对于第一x偏振信号以及第二x偏振信号的保留分量求解式（15），以确定的值，然后对的各个值进行滑动窗口平均，继而根据该平均值求出对应的角度，其中该角度的范围为(-π,π)。然后，可以根据对应的角度计算Δf，作为所述数据信号的频差。由于因此-1/T<Δf<1/T，即-b<Δf<b。

然后，频差补偿器322可以对所述第一信号补偿所述频差。具体地，频差补偿器322可以将第一信号（即，第一x偏振信号和第一y偏振信号中的每一个）乘以exp(-jn2πΔfT)，来补偿所述频差。

通过根据本发明第一实施例的频差补偿设备，可以估计和补偿数据信号的频差以进行载波恢复,其中，所估计的频差的容忍范围扩大到±b，这样，即使所估计的频差不是发射机与接收机之间的真实频差，即存在所估计的频差的歧义解，由于歧义解与正确解相差码元周期的整数倍，也可以正确地进行载波恢复，从而避免所估计的频差的歧义解影响该载波恢复以及随后的数据恢复的正确性。

下面，参照图3来描述根据本发明第一实施例的补偿数据信号的频差的方法。该方法可以由上文所述的频差补偿设备执行。由于该方法的细节与所述频差补偿设备执行的操作的细节相同，并且已在描述所述频差补偿设备时进行了详细描述，因此在这里仅对所述方法进行简要描述，而省略对相同细节的描述。

简单地说，该方法可以对输入自适应均衡器的数据信号的频差进行补偿。

如图3所示，在步骤S301中，可以对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号。

如上文所述，该第一信号可以包括第一x偏振信号和第一y偏振信号，其各个分量分别可以由上式（4）和（5）或上式（6）和（7）表示。

接下来，在步骤S302中，可以将所述数据信号滑动半个码元周期，并且对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡，以产生第二信号。在进行该自适应均衡时，自适应均衡器的均衡系数与在产生第一信号时的均衡系数相同。

如上文所述，该第二信号可以包括第二x偏振信号和第二y偏振信号，其各个分量分别可以由上式（10）和（11）或上式（12）和（13）表示。

然后，在步骤S303中，可以使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差。在这里，可以按照在上文中针对频差补偿设备描述的方式来估计所述频差。

具体地，首先，可以将第二振信号的各个分量（数据）与预定阈值进行比较。所述预定阈值可以是第一信号的幅度，即上述R。如果第二信号的分量小于R，则丢弃该分量，反之则保留该分量。然后，对于第二信号的每个保留的分量，可以求解上式（15），以计算频差Δf，作为所述数据信号的频差。如上文所述，-1/T<Δf<1/T，即-b<Δf<b。

接下来，在步骤S304中，可以对所述第一信号补偿所述频差。

可以对频差补偿后的第一信号进行一系列上文所述的处理，从而恢复在发送端发送的数据。

（第二实施例）

在实际应用中，由于噪声的影响，图2B所示的外部圆环和中间圆环对应的数据可能发生混叠。此时，可以将所述预定阈值设定为略大于所述R的值，然后基于该阈值估计频差。然而，即便如此，可能仍然无法完全消除噪声的影响，以至一部分前后码元发生变化的数据被错误保留，导致频差估计精度不高。在这种情况下，提出了本发明的第二实施例。

下面，将参照附图来描述根据本发明第二实施例的频差补偿设备的方法。

根据本发明第二实施例的频差补偿设备与图1所示的根据本发明第一实施例的频差补偿设备结构相同，二者区别在于频差补偿器322的功能不同。因此，在这里省略根据本发明第二实施例的频差补偿设备的框图，并且使用图1所示的框图来说明该频差补偿设备。此外，在以下描述中，将省略对这两个实施例的相同部分的详细描述，而只描述二者不同的部分。

在根据本发明第二实施例的频差补偿设备中，如上文所述，自适应均衡器321对输入的数据信号进行自适应均衡以产生第一信号。所述第一信号可以包括第一x偏振信号和第一y偏振信号，其各个分量分别可以由上式（4）和（5）或上式（6）和（7）表示。

此外，自适应均衡器321可以将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡以产生第二信号。所述第二信号可以包括第二x偏振信号和第二y偏振信号，其各个分量分别可以由上式（10）和（11）或上式（12）和（13）表示。

频差补偿器322可以利用所述第一信号估计所述数据信号的第一频差Δf₁。可以使用第一x偏振信号和第二x偏振信号之一来估计所述第一频差Δf₁。在本实施例中，假设使用第一x偏振信号来估计所述第一频差Δf₁。具体地，频差补偿器322可以计算上式（6）所示的第一x偏振信号中与第n码元对应的第一分量的M次乘方运算，从而获得下式（16）：

${\left({E_{\mathrm{out}}}^x\left(2n\right)\right)}^M=R^M\exp (j2\mathrm{M\&pi;}\left(2n\right)\mathrm{\&Delta;f}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{M\&theta;})---\left(16\right)$

然后，频差补偿器322可以计算上式（8）所示的第一x偏振信号中与第n码元对应的第二分量的M次乘方运算，从而获得下式（17）：

${\left({E_{\mathrm{out}}}^x(2n+2)\right)}^M=R^M\exp (j2\mathrm{M\&pi;}(2n+2)\mathrm{\&Delta;f}\left(\frac{T}{2}\right)+\mathrm{M\&theta;})---\left(17\right)$

然后，将上式（17）除以上式（16），可以获得

(E_out ^x(2n+2))^M/(E_out ^x(2n))^M=exp(j2πMΔfT) （18）

通过求解上式（18），可以获得处于范围内的频差Δf，作为所述第一频差Δf₁。所述第一频差Δf₁的取值范围为具有较高的精度。

此外，频差补偿器322可以使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的第二频差Δf₂。具体地，频差补偿器322可以按照在上文中针对第一实施例描述的方法，例如通过求解上式（15），计算处于±b范围内的频差Δf，作为所述第二频差Δf₂。也就是说，第二频差的取值范围为-b<Δf₂<b。可以看到，相对于第一频差，第二频差取值范围大，但是由于上文所述的原因，精度较低。

然后，频差补偿器322可以基于所述第一频差Δf₁和所述第二频差Δf₂计算所述数据信号的第三频差Δf₃，作为所述数据信号的频差。

具体地，频差补偿器322可以计算第二频差与第一频差之间的差值(Δf₂-Δf₁)对于b/M的整数倍数X，如下式（19）所示：

$X-\mathrm{INT}\left[\frac{M({\mathrm{\&Delta;f}}_2-\mathrm{\&Delta;}{f}_1)}{b}\right]---\left(19\right)$

其中，INT[]为取整运算符，其表示对括号中的数值按照四舍五入的方式取整。然后，频差补偿器322可以按照下式（20）所示确定第三频差Δf₃：

${\mathrm{\&Delta;f}}_3={\mathrm{\&Delta;f}}_1+X\&CenterDot;\frac{b}{M}---\left(20\right)$

由此，可以获得所述数据信号的频差的估计值。

然后，频差补偿器322可以按照上文所述的方式对所述第一信号补偿所述第三频差。

下面，参照图4来描述根据本发明第二实施例的补偿数据信号的频差的方法。该方法可以由上文所述的频差补偿设备执行。由于该方法的细节与所述频差补偿设备执行的操作的细节相同，并且已在描述所述频差补偿设备时进行了详细描述，因此在这里仅对所述方法进行简要描述，而省略对相同细节的描述。

简单地说，该方法可以对输入自适应均衡器的数据信号的频差进行补偿。

如图4所示，在步骤S401中，可以对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号。所述第一信号可以包括第一x偏振信号和第一y偏振信号，其各个分量分别可以由上式（4）和（5）或上式（6）和（7）表示。

然后，在步骤S402中，可以使用该第一信号估计所述数据信号的第一频差Δf₁。所述第一频差Δf₁的取值范围为可以按照上文所述的方法来估计该第一频差Δf₁，在这里省略其详细描述。

将下来，在步骤S403中，可以将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡以产生第二信号。所述第二信号可以包括第二x偏振信号和第二y偏振信号，其各个分量分别可以由上式（10）和（11）或上式（12）和（13）表示。

然后，在步骤S404中，可以使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的第二频差Δf₂。具体地，可以按照在上文中针对第一实施例描述的方法，例如通过求解上式（15），计算处于±b范围内的频差Δf，作为所述第二频差Δf₂。第二频差的取值范围大于第一频差的取值范围。

接下来，在步骤S405中，可以基于所述第一频差Δf₁和所述第二频差Δf₂计算所述数据信号的第三频差Δf₃，作为所述数据信号的频差。

具体地，可以计算第二频差与第一频差之间的差值(Δf₂-Δf₁对于b/M的整数倍数X，然后通过上式（20）计算第三频差Δf₃。

然后，在步骤S406中对所述第一信号补偿所述第三频差。

利用根据本发明第二实施例的频差补偿设备和方法，也可以估计和补偿数据信号的频差以进行载波恢复,并且所估计的频差的歧义解不会影响该载波恢复以及随后的数据恢复的正确性。此外，该频差补偿设备和方法可以尽可能地消除噪声的影响，提高频差估计的精度。

在上文中描述了根据本发明实施例的频差补偿设备和方法。应当认识到，所描述的设备和方法是示例性的，而不是限制性的，本领域技术人员可以对其做出各种改变，而不背离本发明的范围。例如，尽管在上文中提到对数据进行MPSK调制，但实际上，本发明的实施例也适用于高阶QAM调制。

本发明的实施例可以用硬件（例如数字信号处理器）来实现，也可以用软件来实现，或者可以用硬件和软件的组合来实现。

尽管已经示出和描述了本发明的示例实施例，本领域技术人员应当理解，在不背离权利要求及其等价物中限定的本发明的范围和精神的情况下，可以对这些示例实施例做出各种形式和细节上的变化。

Claims (16)

1.一种补偿数据信号的频差的方法，包括：

对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号；

将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用同样的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡，以产生第二信号；

使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差；以及

对所述第一信号补偿所估计的频差，

其中，使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的频差包括：

将所述第二信号的各个数据与预定阈值进行比较；

保留所述第二信号中大于或等于预定阈值的数据；

使用所述第二信号中被保留的数据以及所述第一信号中位于所述被保留的数据之前的一个数据和之后的一个数据，来估计所述数据信号的频差。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述预定阈值是所述第一信号的幅度。

3.如权利要求2所述的方法，其中，使用第一信号、以及第二信号中大于或等于预定阈值的分量，来估计所述数据信号的频差包括：

通过下式计算所述频差Δf：

$E_{out}(2n+2){E_{out}}^{*}(2n+1)+E_{out}(2n+1){E_{out}}^{*}\left(2n\right)=2R^2\exp \&lsqb;\frac{j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}fT}{2}\&rsqb;$

其中，n为码元序号，E_out(2n+2)和E_out(2n)为第一信号中分别与第n、n+1码元对应的分量，E_out(2n+1)为第二信号中与第n码元和第n+1码元之间的转换点对应的分量，*为共轭运算符，R是所述预定阈值，T是所述数据信号的码元周期，并且-1/T<Δf<1/T。

4.一种补偿数据信号的频差的方法，包括：

对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号；

利用所述第一信号估计所述数据信号的第一频差，第一频差的取值范围为其中Δf₁为所述第一频差，T为所述数据信号的码元周期，M为所述数据信号的调制阶数；

将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用同样的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡以产生第二信号；

使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的第二频差，所述第二频差的取值范围大于第一频差的取值范围；

基于所述第一频差和所述第二频差计算所述数据信号的第三频差；

对所述第一信号补偿所述第三频差，

其中，使用第一信号和第二信号估计所述数据信号的第二频差包括：

将所述第二信号的各个数据与预定阈值进行比较；

保留所述第二信号中大于或等于预定阈值的数据；

使用所述第二信号中被保留的数据以及所述第一信号中位于所述被保留的数据之前的一个数据和之后的一个数据，来估计所述数据信号的第二频差。

5.如权利要求4所述的方法，其中，利用所述第一信号估计所述数据信号的第一频差包括：

对所述第一信号进行乘方运算以消除与所述第一信号携带的调制数据有关的项；以及

基于所述乘方运算的结果计算所述第一频差。

6.如权利要求4所述的方法，其中，所述预定阈值是所述第一信号的幅度。

7.如权利要求6所述的方法，其中，使用第一信号、以及第二信号中大于或等于预定阈值的分量，来估计所述数据信号的频差包括：

通过下式计算所述频差Δf：

$E_{out}(2n+2){E_{out}}^{*}(2n+1)+E_{out}(2n+1){E_{out}}^{*}\left(2n\right)=2R^2\exp \&lsqb;\frac{j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}fT}{2}\&rsqb;$

其中，n为码元序号，E_out(2n+2)和E_out(2n)为第一信号中分别与第n码元和第n+1码元对应的分量，E_out(2n+1)为第二信号中与第n码元和第n+1码元之间的转换点对应的分量，*为共轭运算符，R是所述预定阈值，T是所述数据信号的码元周期，并且-1/T<Δf<1/T。

8.如权利要求6所述的方法，其中，基于所述第一频差和所述第二频差计算所述数据信号的第三频差包括：

计算第二频差与第一频差之间的差值；

以四舍五入的方式计算所述差值相对于b/M的整数倍数，M是所述第一信号携带的调制数据的调制阶数，b是所述调制数据的码元速率；

计算b/M和所述整数倍数之积与所述第一频差的和，作为所述第三频差。

9.一种补偿数据信号的频差的设备，包括：

自适应均衡器，被配置为对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号，以及将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡，以产生第二信号；

频差补偿器，被配置为将所述第二信号的各个数据与预定阈值进行比较，保留所述第二信号中大于或等于预定阈值的数据，并且使用所述第二信号中被保留的数据以及所述第一信号中位于所述被保留的数据之前的一个数据和之后的一个数据估计所述数据信号的频差，并且对所述第一信号补偿所估计的频差。

10.如权利要求9所述的设备，其中，所述预定阈值是所述第一信号的幅度。

11.如权利要求10所述的设备，其中，频差补偿单元通过下式计算所述频差Δf：

$E_{out}(2n+2){E_{out}}^{*}(2n+1)+E_{out}(2n+1){E_{out}}^{*}\left(2n\right)=2R^2\exp \&lsqb;\frac{j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}fT}{2}\&rsqb;$

其中，n为码元序号，E_out(2n+2)和E_out(2n)为第一信号中分别与第n码元和第n+1码元对应的分量，E_out(2n+1)为第二信号中与第n码元和第n+1码元之间的转换点对应的分量，*为共轭运算符，R是所述预定阈值，T是所述数据信号的码元周期，并且-1/T<Δf<1/T。

12.一种补偿数据信号的频差的设备，包括：

自适应均衡器，被配置为对所述数据信号进行自适应均衡以产生第一信号，以及将所述数据信号滑动半个码元周期，并且使用相同的均衡系数对滑动后的数据信号进行所述自适应均衡以产生第二信号；

频差补偿器，被配置为利用所述第一信号估计所述数据信号的第一频差，将所述第二信号的各个数据与预定阈值进行比较，保留所述第二信号中大于或等于预定阈值的数据，并且使用所述第二信号中被保留的数据以及所述第一信号中位于所述被保留的数据之前的一个数据和之后的一个数据估计所述数据信号的第二频差，基于所述第一频差和所述第二频差计算所述数据信号的第三频差，并且对所述第一信号补偿所述第三频差，其中，第一频差的取值范围为Δf₁为所述第一频差，T为所述数据信号的码元周期，M为所述数据信号的调制阶数，第二频差的取值范围大于第一频差的取值范围。

13.如权利要求12所述的设备，其中，频差补偿器对所述第一信号进行乘方运算以消除与所述第一信号携带的调制数据有关的项，并且基于所述乘方运算的结果计算所述第一频差。

14.如权利要求12所述的设备，其中，所述预定阈值是所述第一信号的幅度。

15.如权利要求14所述的设备，其中，频差补偿器通过下式计算所述频差Δf：

$E_{out}(2n+2){E_{out}}^{*}(2n+1)+E_{out}(2n+1){E_{out}}^{*}\left(2n\right)=2R^2\exp \&lsqb;\frac{j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}fT}{2}\&rsqb;$

其中，n为码元序号，E_out(2n+2)和E_out(2n)为第一信号中分别与第n码元和第n+1码元对应的分量，E_out(2n+1)为第二信号中与第n码元和第n+1码元之间的转换点对应的分量，*为共轭运算符，R是所述预定阈值，T是所述数据信号的码元周期，并且-1/T<Δf<1/T。

16.如权利要求14所述的设备，其中，频差补偿器计算第二频差与第一频差之间的差值，以四舍五入的方式计算所述差值相对于b/M的整数倍数，并且计算b/M和所述整数倍数之积与所述第一频差的和，作为所述第三频差，M是所述第一信号携带的调制数据的调制阶数，b是所述调制数据的码元速率。